摘 要：随着计算机数据传输速率的不断提高，从1998年的PCIX 66Mb/s总线频率到2010年的PCIE第三代8Gb/s总线频率，系统中的高速连接器的电特性设计成为系统设计的一大关键要素。本文主要讨论如何控制高速连接器差模到共模的转换，通过一些高速连接器作为例子来进行仿真和实验论证。

　　0 引言

　　随着计算机系统中数据传输速率的不断提高，从1998年的PCIX 66Mb/s总线频率到2010年的PCIE第三代8Gb/s总线频率，系统中必备的高速连接器的设计也成为整个系统设计的关键要素，所以如何控制高速连接器的差模到共模的转换成为一大研究课题，主要原因是共模噪声会直接导致EMI(电磁干扰)，而EMI辐射测试是FCC规范的强制要求。如果系统没有通过EMI辐射测试，根本不能到市场上销售。

　　全文分三部分来讨论高速连接器中差模到共模转换的控制。

　　1 什么是差模到共模的转换

　　一般来说，当数据传输速率高于1Gb/s时，通常会采用差分信号进行传输，而不是单端信号。所谓差分信号就是，正负两根信号线传输的数据，幅度相同，相位相反，如图1所示。

图1 差分信号的传输。

　　在接收端，差分放大器可以检测差分信号线之间的电压差，即：

　　同时可能差分对上还有共模分量的存在，即：

　　所以任何一个信号都可以由差模信号和共模信号组成，即：

　　而通常发送端输出的差分信号的Vcomm为0，也就是信号以直流偏置为零的电平上下变化。

　　在实际系统中理想的差分信号是不存在的，即差模信号可能会转化成共模信号，可能的原因是：

　　(1)信号从发送端发出时，差分对中的正信号与负信号就有一定的相位差异，如图2所示，所以在接收端，原本应该是为零的Vcomm表现为带有时间为T的一个阶跃信号。

图2 发送端差分信号的相位不同的影响。

　　(2)信号在系统中传输，遇到阻抗不连续面或者是相邻信号或者电源噪声的干扰，正负信号的幅度和相位的变化有差异；如图3所示，在发送端即使是理想的差分信号，在传输的过程中受到外部干扰，在接收端，Vcomm也不为零。

图3 差分信号的在传输过程中受外部干扰的影响。

　　本文研究的主要对象是第二种情况，由原来理想的差模信号转换为一定的共模信号或者是共模噪声，我们称作差模到共模信号的转换。

　　以上叙述了差模到共模的转换的原因，在计算机系统中关注这项参数，一大原因是为了防止EMI对外的辐射。对于每一种上市的新的计算机系统，都要通过美标或者是欧标的电磁辐射测试，否则将不能上市销售。而电磁辐射主要是电场大小决定，参考下面的公式给出了从一个电流回路中计算出电场的方法。

　　而当频率和方向性定下以后，以上公式可以简化为：

　　其中,k是常数，当给定频率和方向性；I是电流的大小；S是电流的回路的大小。

　　所以说当电流大小确定，只要控制好电流的回路大小就能限度地抑制电磁场对外的辐射。一般来说，在计算机系统中，差分信号一般都会在电路板上通过带状线或者微带线进行走线，在这两种情况下，差模信号的回流路径可能是其正负信号之间的虚拟地，地平面或者是电源平面，要看是紧耦合还是松耦合；共模信号的回流路径只会是地平面或者是电源平面，由于结构的稳定性，所以回流路径能被很好地控制。而当信号要进入连接器时候，原有的很好的回流路径的结构会被打破，差模信号可能还是互相耦合，而共模信号的回流路径的结构会发生变化，往往都会有共模阻抗不连续的情况产生，所以要特别注意。

　　图4是在电路板上两对差分线即将进入SFP连接器的电路图，通过微带线的结构，这两对差分线可以有很好的回流路径，因为信号层的下层是地平面；然而在连接器端，只有黑色的地作为信号的回流路径，所以其回流路径的结构完全改变了，电磁干扰对外的辐射也可能相应地增强。

图4 差分信号的在连接器处回流路径结构的变化。

　　所以说如果共模信号比较小(即差模到共模转换小)，就减小了能量向外辐射的几率；再加上控制好回流路径，电磁辐射的能量将大大降低。图5是一个差分信号经过一个实际连接器后产生的共模噪声。红色的信号是共模噪声，其峰峰值可以达到71mV。所以连接器是共模噪声的很大的源头。

图5 一对差分线经过连接器后的共模噪声。

　　2 差模到共模转换的仿真与测试结果

　　在实际工程中，我们通常会用S参数来衡量差模到共模的转换。图6是同一种连接器的两种不同结构端口1到端口2的差模到共模转换的S参数图。这个曲线可以由以下方法读懂：也就是对于一个两差分端口网络来说，即单端四端口(一个差分端口有两个单端端口组成)，一个差分端口送入一定量的差模信号，在另外一个差分端口会有多少转换为共模信号。图的横坐标是频率大小，图的纵坐标为幅度大小，单位dB：

　　其中X为输出信号(共模信号)，Y为输入信号(差模信号)。

图6 差模到共模转换的S参数图。

　　举个例子，在图6中，红色曲线2GHz的位置对应的是－55dB，经过计算，可以得到在2GHz频点，如果有1000mV的差模信号从一端口输入， 在二端口将有1.78mV的共模信号输出。

　　当比较这两种不同结构的同类连接器的共模到差模S参数曲线时，可以发现在整个频率段中，有将近30dB的差异。在时域中这到底是多大的不同呢？下面我们在HSpice中建立一个仿真模型，其中发送源用的是一个4ns宽的2V理想差分脉冲信号，同时经过这两个不同结构连接器的S参数信道，在接收端所表现出来的共模信号的不同，如图7所示，黑色共模信号是经过一个差模到共模转换比较大的连接器所产生的，它的峰峰值可以达到28mV；而红色共模信号是经过另外一个差模到共模转换比较小的连接器所产生的，它的峰峰值只有1mV都不到。

图7 通过不同结构连接器的共模信号的比较。

　　由此可见，连接器的设计好坏，对于差模到共模信号转换非常重要，这也直接会影响EMI性能的好坏。

　　3 高速连接器中如何控制差模到共模的转换

　　在第1节中，我们说到差模到共模的转换可能是由于遇到阻抗不连续面或者是相邻信号或者电源噪声的干扰，正负信号的幅度和相位的变化有差异引起的共模噪声。

　　在高速连接器的设计中，主要就是为了解决第二种情况所引起的共模噪声，以此来降低电磁辐射的可能性。

　　3.1 在连接器中控制正负信号的传输时延差

　　在连接器的设计中，由于正负信号通常由于所处位置不同，有些是走外圈，有些是走里圈，如图8所示，会在传输时延上有所不同，也就是同一信号在连接器一端发出，而在不同时间到达另一端。这样就会造成很大的差模到共模的转换，其实在之前一节中图6就是一个连接器正负信号不同时延下的差模与共模转换的S参数比较，蓝色的曲线是有50mil的不同，而红色的曲线只有5mil的不同。

　　但是由于物理上的限制，外圈的信号肯定要比内圈的信号走的路径要长，因为半径要大。而且因为面积的局限，我们也不能用电路板上通常使用的蛇形线的方法进行连接器的布线。这里通过时延的公式，发现可以通过改变来改变时延。

　　其中x是信号所走的路径长度；是介电常数；c是光速。

　　拿图8中的连接器来说，在相同的 情况下，外圈的时延要比内圈的大，所以将外圈正信号的减小，就能够减小其时延。所以外圈的正信号有一半是露在空气下的，而内圈的负信号基本上完全都在介质包围下。由于真空的是的，=1，所以在3D仿真工具的帮助下，很容易得到合适的暴露在空气下的面积。

图8 高速连接器中正负信号走线示意图。

　　3.2 在连接器中控制串扰

　　串扰是导致共模噪声增加的一大因素，这是由于正负信号受串扰影响的幅度、相位有差异，然后到达接收端就会有共模的噪声出现。

图9 近三代高速连接器的正负信号及地信号的布局。

　　图9给出了近三代高速连接器的信号布局，红色是正负信号线，灰色是地信号线。A是2.5Gb/s的连接器，B是5Gb/s的连接器，C是10Gb/s的连接器。

　　由于A的信号和地是用的同一间距，只是根据使用的情况不同，客户自由分配信号和地。由于地的分配问题，此时信号会受到相邻任意方向的串扰影响。以图9中的A为例，中间的差分信号，会受到左上、右上、右边、左下和下边的差分信号的串扰。如果要减小串扰，要将一对差分信号周围的信号都做成地信号，大大地降低了连接器的利用率，即通过信号对的数量大大减小。

　　在B的连接器中，使用了整一行作为地平面，行与行之间的串扰基本上可以被消除，然而，列于列之间相邻的信号还是有很大的串扰，对于连接器利用率来说，也要牺牲一整行作为地平面。

　　在的C连接器中，使用了宽边耦合的技术，可以发现地平面要比信号线宽，信号与地是交错开的，所以串扰只会发生于斜对面的信号之间，从距离来说这样的串扰是远的。而且在列于列之间还加上了一些导电介质同地相连，这样就能将串扰的一部分能量通入地平面。表1是三种连接器实验得到的串扰加权值的比较，可以发现C的结构是抗串扰的设计。

表1 三种连接器远端串扰加权值的比较(实验测试数据，利用矢量网络分析仪，加权后的结果)。

　　4 总结

　　对于计算机系统来说，由于有电磁辐射这个必须通过的测试，共模噪声一定要特别的注意，其中系统中的连接器往往是差模到共模转换的热点，所以要做一定的仿真分析来确定差模到共模的转换值。