1.引言

　　随着世界各国在逐步禁止进口和销售普通照明白炽灯，新型、绿色、高效、长寿命的LED照明技术得到了空前的发展[1]。长寿命是LED 照明的优点之一，它的平均使用寿命达到80000- 100000 小时[2]。对于单级式的LED 驱动电源，如果采用市电供电，为了达到高功率因数(Power Factor, PF)，满足IEC61000-3-2的谐波要求[3]， LED 照明需要一个功率因数校正变换器(Power Factor Correction, PFC)。当功率因数为1 时，输入电流为与输入电压同相位的正弦波，因此其输入功率呈现两倍输入频率的脉动形式，对于恒定输出功率的LED，为了匹配瞬时输入输出功率的不平衡，需要一个储能电容。储能电容很大，大多选用电解电容，而电解电容的使用寿命只有10000 小时左右[4]，是影响LED 驱动电源整体寿命的主要元件。为了提高AC-DC LED 驱动电源的使用寿命，有必要去除电解电容。适当降低功率因数以减小输入功率脉动，如在输入电流中注入三次和五次谐波[5, 6]，这样就可以减小储能电容大小。采用脉动电流来驱动LED，这样瞬时输入和输出功率相同或者接近，可以减小或者消除储能电容[7-10]。脉动电流驱动LED 一般用于景观或者街道照明，在一些对光源质量要求较高的场合并不适合。采用电感作为储能元件可以代替或者减小储能电容，但是电感的储能密度较小，其体积较大，同时还会存在损耗[11]。增大储能电容上电压波可以减小电容的容值[12-14]。文献[13]提出了一种无频

　　闪无电解电容的AC-DC LED 驱动电源，如图1 所示。它由一个PFC 变换器、一个双向变换器和一个CL 滤波器组成。其中电感Lo 与电容Co 构成低通滤波器，以阻止开关频率及其倍数次的电流谐波流入LED，故此处的电容Co 并不承担储能作用，可以使用容量较小的薄膜电容或者瓷片电容，此时PFC 输出电流i'o 含有两倍输入频率的脉动电流。为了使LED 的驱动电流io为一个恒定的直流电流，在PFC 变换器的输出端并联了一个双向变换器，并使双向变换器的输入电流ib 等于PFC 输出电流中两倍输入频率的交流分量，这样就解决了LED 照明的频闪问题。双向变换器的直流侧电容Cdc 采用了储能电容电压大纹波减小容值的方法，在脉动电压相同的情况下，为了进一步减小容值，可

　　以适当提高Cdc 的直流平均电压。

　　本文在无频闪无电解电容AC-DC LED 驱动电源的基础上，分析了其双向变换器直流侧电容纹波给双向变换器开关管的占空比带来的非线性问题，由于传统的线性控制方法无法提供这部分含量，终体现在增大了双向变换器电流跟踪的稳态误差上，使得LED驱动电流发生了畸变。针对无频闪无电解电容AC-DCLED 驱动电源中存在的问题，本文在双向变换器中提出了一种改进型的控制策略，降低直流侧电容纹波带来非线性问题的影响，提高双向变换器跟踪正弦交流基准的能力，消除LED 电流的畸变。

　　2.无频闪无电解电容AC-DC LED 驱动电源的基本概念

　　文献[13]详细分析了无频闪无电解电容AC-DCLED 驱动电源的工作原理，本文只做简单介绍。这里的PFC 变换器采用电流断续模式(DiscontinuousCurrent Mode, DCM)的反激变换器，如图2 所示。

　　反激变换器采用平均电流控制以达到恒定平均值输出的目的。从上面的分析可以看出，由于没有电解电容，脉动电流中含有两倍输入频率的交流分量，会引起LED 发光的频闪。为此，在反激变换器的滤波电容Co 上并联一个双向变换器， 本文采用的是Buck/Boost 双向变换器，如图3 所示。加入双向变换器后，Lo 中主要流过直流电流，其高频电流纹波较小，因此可认为电容Co 两端电压即双向变换器输入侧电压等于LED 两端电压Vo。

　　双向变换器采用双闭环控制。为了使Buck/Boost双向变换器可以正常工作，需要保证直流侧电容Cdc的电压高于输入端电压Vo。电压外环对直流侧电容电压的平均值进行控制，其输出与给定的电流基准iref(通过采样反激变换器副边电流滤波得到其两倍输入频率的交流分量)按比例系数k 相加后作为电流内环的基准，电流内环采用平均电流控制，使双向变换器的输入电流平均值跟踪电流基准，那么反激变换器输出端的电流进行分流，两倍输入频率的交流分量流入了双向变换器，由式(4)得：

　　发现由于直流侧电容电压的平均值不变，占空比中的直流成分不随负载发生变化;随着负载的增加，电容的纹波增大，所需占空比的低频成分会快速增加，这样会使得线性电流调节器不足以提供这部分低频成分，只能通过增大电流跟踪的稳态误差来补偿这些低频成分，终导致LED 的输出电流畸变。如果负载Po=Pmax，那么做出满载情况下不同电容容值下占空比各次谐波幅值的变化情况，如图7 所示。在负载和直流侧电容电压恒定的情况下，随着电容的减小，占空比低频分量迅速增大，因此可以考虑根据占空比的表达式设计非线性的控制器，在不影响系统稳定性的前提下，达到双向变换器正弦电流基准的无差跟踪，降低占空比非线性对LED 输出电流的影响。

　　3.2 改进型控制策略的实现

　　变占空比控制的思想已经应用于高功率因数的DCM PFC 变换器[15]，将此方法应用于双向变器的控制电路中。观察式(15)，如果在工频周期内，使双向变换器开关管Q1 的占空比按照理论值变化，将会使双向变换器直流侧电容电压按照理论形式变化，那么输入电流也会以两倍输入频率的交流基准变化。由于双向变换器开关管Q1 和Q2 是互补导通的，那么为了实现简单，这里选择控制开关管Q2，由式(15)可以得到其占空比d'为：

　　4.仿真验证

　　为了验证改进型控制策略可以减小双向变换器电流跟踪的稳态误差，减小LED驱动电流的畸变，用Saber软件搭建了一个采用改进型控制策略的无频闪无电解电容AC-DC LED驱动电源。其主要参数如下：交流输入电压为220 VAC/50Hz，满载输出平均电流Io=0.7A，输出电压Vo=48V，双向变换器电感为1.4mH，直流侧电容为4.7μF，其电压的平均值为150V，锯齿波幅值Vm=3V。图9和图10分别给出了满载和半载情况下滤除高频分量的副边电流、双向变换器的电感电流、LED输出电流和储能电容电压的仿真波形。可以发现满载输出电流的峰峰值为110mA，是平均值700mA的15.7%;半载时输出电流的峰峰值为22mA是平均值350mA的6.3%，LED输出电流畸变程度较大。

　　图11和图12分别给出了采用改进型控制策略时满载和半载下的仿真波形，此时满载情况下输出电流的峰峰值为13mA，是平均值的1.9%;半载情况下输出电流的峰峰值为7mA，是平均值的2.0%。图13和图14分别给出了改进前后满载和半载输出电流的频谱，可以发现采用改进型的控制策略可以大大减小LED驱动电流中的低频分量，抑制LED输出电流的畸变，仿真结果验证了此方法的正确性和有效性。

　　5.结论

　　本文对无频闪无电解电容AC-DC LED 驱动电源中的Buck/Boost 型双向变换器进行了稳态分析，分析了直流侧电容电压纹波造成的双向变换器非线性问题，为了减小双向变换器输入电流对两倍工频交流电流基准的跟踪误差，提出了一种改进型变占空比的非线性控制策略，改善了原先LED 驱动电流畸变的问题。