开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源，开关电源一般由脉冲宽度调制（PWM）控制IC和MOSFET构成。随着电力电子技术的发展和创新，使得开关电源技术也在不断地创新。目前，开关电源以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用几乎所有的电子设备，是当今电子信息产业飞速发展不可缺少的一种电源方式。

　　一、开关电路的组成

　　开关电源大致由主电路、开关电源控制电路、检测电路、辅助电源四大部份组成。

　　1、主电路

　　冲击电流限幅：限制接通电源瞬间输入侧的冲击电流。

　　输入滤波器：其作用是过滤电网存在的杂波及阻碍本机产生的杂波反馈回电网。

　　整流与滤波：将电网交流电源直接整流为较平滑的直流电。

　　逆变：将整流后的直流电变为高频交流电，这是高频开关电源的部分。

　　输出整流与滤波：根据负载需要，提供稳定可靠的直流电源。

　　2、控制电路一方面从输出端取样，与设定值进行比较，然后去控制逆变器，改变其脉宽或脉频，使输出稳定，另一方面，根据测试电路提供的数据，经保护电路鉴别，提供控制电路对电源进行各种保护措施。

　　3、检测电路提供保护电路中正在运行中各种参数和各种仪表数据。

　　4、辅助电源实现电源的软件（远程）启动，为保护电路和控制电路（PWM等芯片）工作供电。

　　二、开关电路输出波形的分析

　　1．单管反激电路基本结构

　　2. 两种模式DCM 和CCM

　　（1） CCM 和DCM 模式判断依据

　　CCM 和DCM 的判断，不是按照初级电流是否连续来判断的。而是根据初、次级的电流合成来判断的。只要初、次级电流不同是为零，就是CCM 模式。而如果存在初、次级电流同时为零的状态，就是DCM模式。介于二者之间的就是BCM 模式。

　　（2） 两种模式在波形上的区别

　　●变压器初级电流，CCM 模式是梯形波，而DCM 模式是三角波。

　　●次级整流管电流波形，CCM 模式是梯形波，DCM 模式是三角波。

　　●MOS 的Vds 波形，CCM 模式，在下一个周期开通前，Vds 一直维持在Vin Vf 的平台上。而DCM 模式，在下一个周期开通前，Vds会从Vin Vf 这个平台降下来发生阻尼振荡。（Vf 次级反射到原边电压） 。因此我们就可以很容易从波形上看出来反激电源是工作在CCM还是DCM状态

　　DCM

　　CCM

　　3. MOSFET在开通和关断瞬间寄生参数对波形的影响

　　在MOS关断的时候，Vds的波形显示，MOS上的电压远超过Vin Vf！这是因为，变压器的初级有漏感。漏感的能量是不会通过磁芯耦合到次级的。那么MOS关断过程中，漏感电流也是不能突变的。漏感的电流变化也会产生感应电动势，这个感应电动势因为无法被次级耦合而箝位，电压会冲的很高。那么为了避免MOS被电压击穿而损坏，所以我们在初级侧加了一个RCD吸收缓冲电路，把漏感能量先储存在电容里，然后通过R消耗掉。

　　当次级电感电流降到了零。这意味着磁芯中的能量已经完全释放了。那么因为二管电流降到了零，二极管也就自动截止了，次级相当于开路状态，输出电压不再反射回初级了。由于此时MOS的Vds电压高于输入电压，所以在电压差的作用下，MOS的结电容和初级电感发生谐振。谐振电流给MOS的结电容放电。Vds电压开始下降，经过1/4之一个谐振周期后又开始上升。由于RCD箝位电路以及其它寄生电阻的存在，这个振荡是个阻尼振荡，幅度越来越小。

　　f1比f2大很多（从波形上可以看出），这是由于漏感一般相对较小；同时由于f1所在回路阻抗比较小，谐振电流较大，所以能够很快消耗在等效电阻上，这也就是为什么f1所在回路很快就谐振结束的原因！（具体谐振时间可以通过等效模型求解二次微分方程估算）

　　（2） CCM（Vds，Ip）

　　（3）其他一些波形分析（次级输出电压Vs，Is， Vds）

　　CCM （ch3为变压器副边Vs波形）

　　DCM （ch3为变压器副边Vs波形）

　　不管是在CCM模式还是DCM模式，在mosfet开通on时刻，变压器副边都有震荡。主要原因是初次级之间的漏感 输出肖特基（或快恢复）结电容 输出电容谐振引起，在CCM模式下与肖特基的反向恢复电流也一些关系。故一般在输出肖特基上并联一个RC来吸收，使肖特基应力减小。

　　CCM （ch3为变压器副边Is波形）

　　DCM （ch3为变压器副边Is波形）

　　不管是在CCM模式还是DCM模式，在mosfet关断off时刻，变压器副边电流Is波形都有一些震荡。主要原因是次级电感 肖特基接电容 输出电容之间的谐振造成的

　　（4）RCD吸收电路对Vds的影响

　　Ch3=Vds（加吸收前）

　　Ch3=Vds（加吸收后）

　　在MOS关断的时候，Vds的波形显示，MOS上的电压远超过Vin Vf！这是因为，变压器的初级有漏感。漏感的能量是不会通过磁芯耦合到次级的。那么MOS关断过程中，漏感电流也是不能突变的。漏感的电流变化也会产生感应电动势，这个感应电动势因为无法被次级耦合而箝位，电压会冲的很高。那么为了避免MOS被电压击穿而损坏，所以我们在初级侧加了一个RCD吸收缓冲电路，把漏感能量先储存在电容里，然后通过R消耗掉

　　（5）Vgs波形

　　为使mosfet在开通时间的上升沿比较陡，进而提高效率。在布线时驱动信号尽量通过双线接到mosfet的G、S端，同时连接尽量短些。

　　4．设计时需注意点

　　（1）尽量使反激电路工作占空比小于50%，若要使占空比工作在大于50%，为避免次谐波震荡，需加上斜率补偿，此外还需注意变压器能否磁复位。由于mosfet导通和关断需要一定的时间，同一批次的变压器单体之间也有差异，建议反激工作占空比小于45%。

　　（2）反激的功率地和控制地的连接须注意单点接地，特别是在哪个地方进行单点接地需慎重。为有效地吸收地噪声（mosfet的开通和关断），输入电容的一个脚尽量靠近共地点。

　　（3）由于电压外环的PID输出与电流内环进行比较来决定占空比，事实上 PID的输出不是一条直线，它是在直流的基础上叠加了一个低频分量，为保证输出稳定，在设计时需使内环带宽比外环带宽大于10倍以上。

　　Ch2=电压外环PID输出

　　上述波形一般在开始调环路或者在输入VIN比较高时经常会出现，主要原因是外环的带宽太快了，为使系统稳定，需减小带宽，一般可通过减小比例P或者增大积分C来解决。