优化超宽带直接转换接收器的性能

出处:sushangwen 发布于:2012-08-01 09:25:15

  引言

  零中频 (Zero-IF) 接收器并不是什么新事物,其被人们所大量使用已经有些时日了,蜂窝手机便是它的重要应用领域。然而,其在诸如无线基站的高性能接收器中的使用却少有成功的。这主要是因为它们的动态范围有限,而且也不太为人们所了解。一款新型宽带宽零中频I/Q解调器有助于缓解主用接收器及DPD(数字预失真)接收器在动态范围和带宽方面的不足,并使4G基站能够以具成本效益的方式满足移动接入不断增长的带宽需求。本文讨论的主题是:如何尽量抑制造成零中频接收器动态范围缩小的IM2非线性及DC偏移来实现性能的优化,从而为棘手的设计提供一种可行的替代方案。

  推进带宽的不断扩大

  直到近,大多数基站只需要处理一个20MHz宽的通道带宽 (通常被分配给不同的无线载波)。与此20MHz通道相关联的是一个配套的100MHz带宽DPD接收器,用于测量高达5阶的互调失真寄生信号,以提供有效的失真抵消作用。这些要求通常可利用高IF(外差) 接收器有效地予以满足。然而,随着业界日益迫切地希望基站支持整个60MHz频段的运作,此类设计的难度如今大为增加。对于整个无线制造、安装和部署商业模型而言,完成这项伟大的工程在节省成本方面具有重大的意义。

  为了适应三倍的带宽,DPD接收器的带宽也必须从100MHz增加至300MHz.在75MHz频段中,DPD带宽增至惊人的375MHz.设计能够支持这种带宽的接收器可不是一项微不足道的工作。噪声会由于带宽的扩展而增加,增益平坦度变得更加难以实现,而且所需的A/D转换器采样速率大幅度增加。此外,带宽如此之高的组件其成本也高得多。

  传统高IF接收器所具备的中等带宽不再足以支持具有±0.5dB典型增益平坦度的300MHz或更高频率的DPD信号。300MHz的基带带宽将需要选择一个150MHz的IF频率。要想找到一款采样速率可超过600Msps、同时具合理价格的A/D转换器 (即使是12位分辨率) 绝非轻而易举。用户可能被迫采取折衷方案而去使用一款10位转换器。

  新型I/Q解调器放宽了带宽限制条件

  凌力尔特的LTC5585 I/Q解调器专为支持直接转换而设计,因而允许接收器将上述300MHz宽RF信号直接解调至基带 (见边注:零中频接收器的工作原理)。I和Q输出被解调为一个 150MHz带宽信号,仅为高IF接收器带宽的一半。为了获得一个±0.5dB的通带增益平坦度,器件的-3dB转角频率必须扩展至远远高于500MHz.

  LTC5585利用一个可调谐的基带输出级支持这一宽带宽。差分I和Q输出端口具有一个至VCC并与约6pF的滤波器电容相并联的100Ω上拉电阻器(见图1)。这个简单的RC网络允许形成一个片外低通或带通滤波器网络 (以消除高电平带外阻断器),并实现位于解调器之后的基带放大器链路之增益滚降的均衡。在外部100Ω上拉电阻器之外再采用一个 100Ω差分输出负载电阻,-3dB带宽可达到840MHz.

图1:用于带宽扩展的基带输出等效电路 (采用L = 18nH和C = 4.7pF)

图1:用于带宽扩展的基带输出等效电路 (采用L = 18nH和C = 4.7pF)

  基带带宽扩展

  可以采用单个L-C滤波器节以扩展基带输出的带宽。图1示出了具基带带宽扩展功能的芯片基带等效电路。当具有200Ω负载时,采用一个18nH的串联电感和一个4.7pF的并联电容可将-0.5dB带宽从250MHz扩展至630MHz.图2示出了不同负载条件下可能产生的输出响应种类。其中一种响应是在采用200Ω和10kΩ差分负载电阻条件下获得的。对于10kΩ负载,采用一个47nH串联电感和一个4.7pF并联电容可把-0.5dB带宽从150MHz扩展至360MHz.

图2:转换增益与基带频率的关系曲线 (采用差分负载电阻和L-C带宽扩展)

图2:转换增益与基带频率的关系曲线 (采用差分负载电阻和L-C带宽扩展)

  二阶互调失真寄生信号问题

  在直接转换接收器中,二阶互调失真分量(IM2)直接落入带内 (在基带频率)。例如:取两个间隔开1MHz(分别位于2140MHz和2141MHz)的相等功率RF信号(f1和f2),以及间隔开10MHz (位于2130MHz)的LO信号。终的IM2寄生信号将位于f2 – f1(即1MHz)。通过采用外部控制电压,LTC5585拥有了在I和Q通道上进行独立调节以实现IM2寄生信号的独特能力。图3示出了一种用于IIP2测量和校准的典型配置。差分基带输出采用一个平衡-不平衡变压器进行组合,而1MHz IM2差动频率分量采用一个低通滤波器来选择,以防止位于10MHz和 11MHz的强大主音调压缩频谱分析仪前端。如果未采用该低通滤波器,则必须在频谱分析仪上提供20~30dB的衰减及长久的平均测量时间以实现上佳的测量。如图4中的输出频谱所示,可以预知IM2分量将落入带内(在1MHz)。另外,该曲线图还示出了调节前后的IM2分量--通过调节IP2I和IP2Q引脚上的控制电压,可使寄生信号电平下降大约20dB.该调节使IM2寄生信号电平下降到低至-81.37dBc.

图3:用于IIP2校准的测试配置 (采用1MHz低通滤波器以选择IM2分量)

图3:用于IIP2校准的测试配置 (采用1MHz低通滤波器以选择IM2分量)

图4:未采用低通滤波器时的输出频谱

图4:未采用低通滤波器时的输出频谱

  由于拥有这种IIP2优化能力,因此可以考虑两种可行的IP2校准策略。一种可以是在工厂里完成并在"设定后便不需再过问" 的校准步骤。在这种场合,每个调节引脚采用一个简单的微调电位器就足够了,如图3所示。另一种策略是利用软件来执行自动闭环校准算法,这使得能够周期性地对设备进行校准。对于已经在监视其发送器输出的DPD接收器而言,这是小事一桩,因为发送器能轻松地产生两个测试音。对于主用接收器,这种校准可能需要额外的硬件以将两个测试音回送至接收器通道。在任何情况下所有这些都可以在一个离线校准周期中完成。这样的一种方法将需要把那些有可能影响基站性能的实际工作环境因素考虑在内。

  DC偏移电压清零有助于优化A/D转换器动态范围

  该芯片还集成了一种相似的调节能力,以清零I和Q通道的DC输出电压。当整个信号链路采用DC耦合时,因内部失配以及LO和RF输入泄漏的自混频所产生的DC偏移分量会缩减ADC的动态范围。举个例子,当一个10mV的中等输出DC偏移电压通过一个20dB增益级时,将在A/D转换器的输入端产生100mV的DC偏移。对于12位ADC的2Vp-p输入范围而言,该DC偏移量意味着空间减少了205 LSB,即实际上导致ADC的动态范围缩小了0.9dB.

  为了限度地减少LO与RF输入之间的泄漏,应谨慎地隔离这两个信号。在PCB布局中,需把这两个信号的印制线彼此分离以阻止交叉耦合。即使有可量度的泄漏至RF端口,LO信号也将发生自混频,从而在输出中形成一个DC偏移项。幸运的是,LO电平常常是恒定的,因此DC偏移也是恒定的,而且能轻松地通过调节予以消除。更成问题的是RF输入,它会在一个很宽的信号电平范围内变化。至LO输入端的任何的信号泄漏都将发生自混频,并在信号变化时产生一个动态DC偏移电压。这将使解调信号产生失真。因此,保持很少的泄漏将有助于限度地抑制DC偏移。

  直接转换接收器的潜在成本优势

  零中频接收器因其潜在的成本节省优势而特别引人注目。如上文所述,RF信号被解调至一个低频基带。在较低的频率下,滤波器的设计变得较为容易。此外,零中频解调在基带上还不会产生镜频,因而免除了增设一个相对昂贵的SAW滤波器之需。或许其中吸引人的一点是ADC采样速率可以显著减低。在我们上面所举的例子中,利用一个双通道310Msps ADC (例如:凌力尔特的LTC2258-14) 即可有效地满足150MHz的I和Q基带带宽,而不必去使用一个贵得多的较高采样速率ADC.

  结论

  面对无线接收器带宽的增加与性能的提高,一款新型宽带正交解调器提供了一种替代方案,可帮助克服其架构缺点并提升接收器的性能水平,同时在成本方面也受到用户所收接。

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