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反激电源振荡,既然不可避免,能否稳定工作?(增加波形图) |
作者:音乐乐乐 栏目:电源技术 |
测量mos管的G极,是一个个的小脉冲,但是变压器线圈的波形(和MOS管D、S间波形)确是一个个的振荡波形,而且波形逐渐衰减,一个G极的小脉冲对应一个振荡周期;而输出电压确没问题? * - 本贴最后修改时间:2006-12-27 9:27:27 修改者:音乐乐乐 |
2楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2006/12/13 11:27:00 发布:
2楼,问了一下798,他们说不正常 |
3楼: | >>参与讨论 |
作者: davidli88 于 2006/12/13 19:05:00 发布:
振铃现象,来源于变压器漏感和寄生电容引起的阻尼振荡 由于变压器的初级有漏感,当电源开关管由饱和导通到截止关断时会产生反电动势,反电动势又会对变压器初级线圈的分布电容进行充放电,从而产生阻尼振荡,即产生振铃。变压器初级漏感产生反电动势的电压幅度一般都很高,其能量也很大,如不采取保护措施,反电动势一般都会把电源开关管击穿,同时反电动势产生的阻尼振荡还会产生很强的电磁辐射,不但对机器本身造成严重干扰,对机器周边环境也会产生严重的电磁干扰。 加入RCD吸收回路,可抑制反电动势和振铃电压幅度。 |
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作者: davidli88 于 2006/12/13 19:12:00 发布:
变压器的绕制工艺相当重要 MAXIM的推荐应用不会如此之差,这个电路成功的关键在于变压器的绕制工艺。 图中的变压器已经有Nt绕组作为励磁吸收,但Nt与Np需紧藕合,最好是双线并绕,估计你是分开绕成两个独立线包了 |
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作者: davidli88 于 2006/12/13 19:14:00 发布:
振铃的图像 |
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作者: 音乐乐乐 于 2006/12/13 19:36:00 发布:
老兄说的太对了!这波形就是上述图形所示的样子 ——图中的变压器已经有Nt绕组作为励磁吸收,但Nt与Np需紧藕合,最好是双线并绕,估计你是分开绕成两个独立线包了 Nt不是反馈线圈用于稳定电压吗,还有励磁吸收的用途?变压器是798厂的张工绕的,看外观应该是分开绕了,但是Nt和Np圈数不一样怎么双线并绕呢?还是按照匝数少的并绕,多匝多出的部分只能单独绕? 我的应用有四组输出,两组5V,一组15V和一组24V,一共是六个线圈。工作时我发现MOSFET的VDS和肖特基二极管的反向电压远超出想象的值,比如:在15V供电时Vds峰值为25V,25V供电时Vds峰值为40V!而肖特基二极管的反向电压就更高了,5V输出端的峰值居然高达20V!这是不是因为振荡造成的呢? 正常情况下Vds峰值和二极管反向峰值电压应该为多大? |
7楼: | >>参与讨论 |
作者: maychang 于 2006/12/13 23:39:00 发布:
音乐乐乐 在北京? davidli88 版主说得很准确,这个电路MOS管漏极没有吸收回路,所以Nt的吸收作用非常明显,应该双线并绕,如果高压供电Np匝数太多不好绕,可以将Np分成两层,Nt夹在中间。不过你这个图是低压供电,两个绕组匝数不会差太多的。 |
8楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2006/12/14 7:23:00 发布:
我在北京,maychang在哪儿呢? 那个RCD吸收电路容易理解,Nt是如何吸收的呢?前者的漏感部分能量基本消耗了,电阻估计会发烫?效率会不会很低?后者效率上有没有提高呢? |
9楼: | >>参与讨论 |
作者: maychang 于 2006/12/14 17:32:00 发布:
我在北京 Nt严格地说是箝位。当Nt两端电压大于Cdd两端电压时二极管导通,使Nt两端电压不会超过Cdd两端电压。能量耗散在R1R2上。这与RCD电路的区别仅在于RCD电路是直接接在管子漏极而这里通过两个绕组耦合。 要效率高,变压器Np和Ns之间漏感当然要小,管子导通电阻要小,变压器绕组的直流电阻要小,次级的整流二极管压降要小……。 |
10楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2006/12/15 8:13:00 发布:
哦,原来Nt的作用是这样的啊 张工说反激变压器需要空隙,而这个空隙越大漏感越大,但空隙太小能量传输效率就会更低,挺复杂的啊 理论上,这个MOSFET和整流管的耐压应该多大?MOSFET为Vdd*(1/占空比)?整流管为(输出电压*(1+1/占空比))? * - 本贴最后修改时间:2006-12-15 8:28:26 修改者:音乐乐乐 |
11楼: | >>参与讨论 |
作者: maychang 于 2006/12/15 9:06:00 发布:
反激变换一般需要加气隙 气隙当然会使漏感变大。 不过加气隙的方式不同,漏感增加很不相同。 通常加气隙的方法,是在EE形状或EI形状铁氧体的磁路中垫纸,总气隙厚度为纸厚度的二倍。这样漏感较大。 另一种方法是将EE形状铁氧体芯的中心柱磨短造成气隙,这种方法漏感小。但需要磨床,自己很难办到。 |
12楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2006/12/15 9:28:00 发布:
我用的变压器就是EE型,而且气隙是在中心柱磨的 好像又找到了另一个重要原因,MOSFET的输出电容是不是影响很大?由于申请的样片SI4436还没到,我用IRF7413替代试验的,而IRF7413的Coss为680PF,Qg最大为79nC;SI4436的Coss为90pF,Qg最大为32nC;振荡是不是和这个也有关呢? |
13楼: | >>参与讨论 |
作者: aq007 于 2006/12/15 12:45:00 发布:
路过 又学习了很多,谢谢 |
14楼: | >>参与讨论 |
作者: maychang 于 2006/12/17 12:13:00 发布:
回楼主 MOSFET的输出电容当然与振荡频率有关。实际上,MOSFET的输出电容就是并联在这个振荡回路两端的。 一般对电路不是很熟悉的人,容易误解 davidli88 版主在7楼的图,图中已经注明是漏感产生的振荡,是从功率管关断就开始这个阻尼振荡。但还有一种阻尼振荡,只发生在电流不连续的反激变换器。当功率MOSFET(或双极型三极管)导通时,相当于将振荡回路两端短路,不可能产生这种阻尼振荡。当变压器次级的整流二极管导通时,也相当于将振荡回路两端短路,同样不可能产生这种阻尼振荡。这种阻尼振荡只存在于功率管和整流二极管都不导通的那段时间。其波形是在关断后有一个高平台,这是次级的整流二极管对滤波电容充电的过程,二极管截止后才开始阻尼振荡。 这个阻尼振荡当然要消耗能量。一方面振荡电流流过绕组,产生焦耳热,另一方面铁心磁通迅速变化,铁损也很大。所以电流不连续工作模式的反激变换器效率总是比较低的。 |
15楼: | >>参与讨论 |
作者: 善解人意 于 2006/12/17 20:29:00 发布:
奇怪的反激电源变压器振荡,有没有大虾遇到过啊?(有图) 看你们聊的那么好,我也想问一下楼主,我用的IC0380,不知怎么把正负12V 的整流管对换了一下,但输出的电压升到30了.是不是也是这个原因.5V 正常 |
16楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2006/12/18 8:15:00 发布:
楼上,设计电压是多少呢? 测量一下波形看看就知道了,可能跟空载也有关? |
17楼: | >>参与讨论 |
作者: leihuzhi 于 2006/12/23 10:12:00 发布:
路过 好精彩.有所收获.谢谢大虾们的精彩回复. |
18楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2006/12/25 11:42:00 发布:
maychang ,我的波形图和davidli88给的差不多 漏感与电源效率有没有数值关系?或者说在测试变压器的时候,漏感多大才算合理呢? * - 本贴最后修改时间:2006-12-25 13:27:53 修改者:音乐乐乐 |
19楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2006/12/25 13:34:00 发布:
我有4组电压输出,24V输入时效率为72%,是不是太低了? 7V 50MA,7V 150MA,30V 100mA,20V 30mA |
20楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2006/12/25 14:14:00 发布:
磁心材料R2KB1 |
21楼: | >>参与讨论 |
作者: 尤新亮 于 2006/12/25 14:34:00 发布:
你的波形图和davidli88给的差多少? 1.davidli88给出的是一个比较夸张的“漏感振铃图”,与楼主描述——“一个G极的小脉冲对应一个振荡周期”——好像不是一回事。 2.漏感与预期效率有一定关系,具体要看电路对漏感储能做了怎样处理。 3.在这里,希望漏感越小越好。具体数值依试验电路结果与可能的工艺水平确定吧。 4.严格讲,手册典型电路还是一个原理电路,有些细节(尤其工艺)问题还要考虑。 5.回善解人意,反激式二极管反接后的输出电压是不确定的。 |
22楼: | >>参与讨论 |
作者: droum 于 2006/12/25 20:06:00 发布:
据我的经验,这种现象的原因是负载太小。 |
23楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2006/12/25 20:54:00 发布:
负载太小的时候振荡严重,负载正常时候也有振荡,如下图: 测量的MOSFET DS电压 波形 * - 本贴最后修改时间:2006-12-25 20:56:26 修改者:音乐乐乐 |
24楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2006/12/25 20:55:00 发布:
下图为变压器原线圈电压波形(根据MOSFET ds电压翻转得到)。 * - 本贴最后修改时间:2006-12-25 20:56:50 修改者:音乐乐乐 |
25楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2006/12/25 21:01:00 发布:
振荡时间并不是在MOSFET刚刚断开的时候 也不是发生在MOSFET导通的时候,而是发生在MOSFET断开过一会儿的时间里,而这段时间应该就是MOSFET和整流管都不导通的时间里的,难道是16楼maychang 老兄说的那种振荡?这种振荡如何避免啊? |
26楼: | >>参与讨论 |
作者: droum 于 2006/12/27 11:10:00 发布:
25楼的图形是正常图形 不这样恐怕反而不正常。 |
27楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2006/12/27 11:13:00 发布:
多谢!有楼上的话偶就放心了,不过这样的波形需要加RCD吸收电路吗 也没看见比电源电压高的振荡尖锋啊,是不是可以不用再加吸收电路了? * - 本贴最后修改时间:2006-12-27 11:14:44 修改者:音乐乐乐 |
28楼: | >>参与讨论 |
作者: droum 于 2006/12/27 11:14:00 发布:
这种震荡无需避免。 27楼: 振荡时间并不是在MOSFET刚刚断开的时候 也不是发生在MOSFET导通的时候,而是发生在MOSFET断开过一会儿的时间里,而这段时间应该就是MOSFET和整流管都不导通的时间里的,难道是16楼maychang 老兄说的那种振荡?这种振荡如何避免啊? =================================================== 这种震荡无需避免。 如果避免了,恐怕反而不是好事, |
29楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2006/12/27 12:36:00 发布:
多谢楼上! 我想知道有没有实例反激电源不加吸收电路的,会不会所有的反激电源不管有没有“刚关断时的振荡”(就是davidli88说的振铃)都加上一个RCD吸收电路呢?在5W微功率时如果没有这种振铃是不是这个吸收电路可以省略? |
30楼: | >>参与讨论 |
作者: droum 于 2006/12/28 14:52:00 发布:
一般不可省略吸收电路,否则返修率高达10% RCD吸收电路的用途是防止漏极电压上升过快,并减少关断过程中的管耗,与上述振荡关系不大。 这个吸收电路可否省略,与上述振荡无关,主要看漏极电压上升率dv/dt是否超过管子的耐受极限。 2003年之前推出的场效应管型号,没有dv/dt耐受参数,一般不可省略吸收电路。能否省略,主要看电流不看电压。如果电流在管子的最大电流的10分之1以下,是可以省略此吸收电路的。 |
31楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2006/12/28 19:29:00 发布:
多谢楼上,实际的dv/dt应该怎么计算? 开关频率280KHZ,占空比40%,输入电压36V,平均输入电流400MA,MOSFET关断到Vds上升到36V的时间应该怎么计算呢? 另外老兄说的——“如果电流在管子的最大电流的10分之1以下,是可以省略此吸收电路的” 是指什么平均电流吗?看看这个MOSFET特性(dv/dt怎么变成MOSFET集成的二极管的参数了?): * - 本贴最后修改时间:2006-12-28 19:31:06 修改者:音乐乐乐 |
32楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2006/12/28 19:41:00 发布:
MOSFET在关断时损耗哪来的呢? MOSFET在导通时将漏感的能量断路,这是损耗,但断开时怎么损耗的呢? |
33楼: | >>参与讨论 |
作者: droum 于 2006/12/30 11:58:00 发布:
两个dv/dt参数的不同 2003年之前的型号,dv/dt只有1个参数,就是场效应管内与场效应管并联的2极管,在正向导通再反向时,2极管压降的电压恢复速度。 2003年以后的新型号,除了仍有上述的参数外,还另有一个dv/dt参数,就是最大能耐受的dv/dt. 这是因为场效应管有个“寄生3极管效应”,如果dv/dt太大,就会使寄生3极管发生2次击穿。 在反激电路中,漏极负载是1个电感。当场效应管关断时,此电感电流达到最大值。关断后,此电感的电流要向漏极电容充电。充电时dv/dt与电流成正比,与电容成反比。由于漏极电容值很小,所以电压上升很快,容易造成寄生3极管发生2次击穿。若要避免击穿,有2法:1是减小电流,2是加大电容。后者就是RCD吸收电路。 |
34楼: | >>参与讨论 |
作者: droum 于 2006/12/30 12:07:00 发布:
关断损耗 导通状态时,电压为零; 关断时状态,电流为零; 因此上述两种情况没有功耗。 但从导通状态向关断状态转变时,是一个过程。在此过程中,电流逐渐下降,电压逐渐上升。此时电压电流不全为零。因此有很大的功耗。 |
35楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2006/12/30 16:04:00 发布:
按照楼上分析,那MOSFET在导通时应该也有损坏? 导通前电流为0,导通过程电压减小,电流增大,即电压电流也不全为零? |
36楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2006/12/30 16:12:00 发布:
从波形上看,MOSFET得电压上升几乎为直线上升! 那dv/dt得多大啊! |
37楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2006/12/31 8:53:00 发布:
36楼,我在网上搜了不少RCD电路描述 基本上都是说是为了抑制尖锋电压,防止电压过高损坏开关管,没有提到是防止电流过快的啊! 还有一个问题,有的电路没有用RCD电路,而是用的TVS和二极管,这种电路没有电容,应该起不到减缓电流过快的作用吧?那这样的电路只能选择03年后的MOSFET并且其dv/dt满足条件的场合? |
38楼: | >>参与讨论 |
作者: droum 于 2006/12/31 8:59:00 发布:
导通时,损耗很小 因为反激式的负载是电感,管子稍微导通就引起电压大幅下降 |
39楼: | >>参与讨论 |
作者: droum 于 2006/12/31 9:15:00 发布:
以2SK3728为例 每微秒40kV,即每微秒4万伏,每秒400亿伏,每纳秒(ns)40V. 40kV/us=40V/ns=400000000000000V/s * - 本贴最后修改时间:2006-12-31 9:17:02 修改者:droum |
40楼: | >>参与讨论 |
作者: droum 于 2006/12/31 9:42:00 发布:
两个RCD电路的不同 下图中,有两个RCD电路。 1个是管子上方的R12、C9、D4,另一个是管子右边的R11、C8、D5. 前者是你说的防止尖峰电压的, 后者是我说的防止电压上升过快的。 |
41楼: | >>参与讨论 |
作者: droum 于 2006/12/31 9:48:00 发布:
如果没有用RCD电路 有的电路没有用RCD电路,而是用的TVS和二极管,这种电路没有电容,应该起不到减缓电流过快的作用吧?那这样的电路只能选择03年后的MOSFET并且其dv/dt满足条件的场合? ========================================================= 不是“电流过快”,应为“电压上升过快”。 这样的电路最好选择03年后的MOSFET并且其dv/dt满足条件的场合。 但一般厂家(甚至研究所)不知道这一点,所以他们的产品返修率高达10%以上。 |
42楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2006/12/31 15:32:00 发布:
真是啊,我在网上看到的RCD电路都是上方的那种 没有见过下面的,看样子这方面知道的人还真不多呢! 但问题是即使知道了MOSFET的ds最大dv/dt,实际开关管关断时的dv/dt又如何计算呢?这电容C8的充电也没电阻啊,是不是等于电容C8串漏感的半个振荡周期? 如果不加下面这个RCD电路呢?用MOSFET的输出电容来进行计算? |
43楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2006/12/31 16:36:00 发布:
并联的电阻起什么作用? |
44楼: | >>参与讨论 |
作者: computer00 于 2006/12/31 18:00:00 发布:
电阻是给电容放电用的. 如果没有电阻,那么电容两端的电压没办法释放,经过几个周期之后,它就没办法再吸收尖峰了,即相当于一个峰值检波器,保存了峰值. 加上电阻后,在开关管导通时,二极管截止,电容上的电就通过电阻释放掉. |
45楼: | >>参与讨论 |
作者: droum 于 2006/12/31 18:29:00 发布:
不是电阻而是变压器电感对C8和C9充电 电阻的作用是放电 |
46楼: | >>参与讨论 |
作者: droum 于 2006/12/31 18:43:00 发布:
如果不加下面这个RCD电路,用MOSFET的输出电容来进行计算 |
47楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2006/12/31 19:53:00 发布:
续 |
48楼: | >>参与讨论 |
作者: droum 于 2007/1/1 14:34:00 发布:
计算的变压器电感是总电感还是漏感? 不是漏感,但我也不知道是否应该把它做叫总电感。 反激式的原理,就是用一个管子把1个电感导通,然后突然关断,迫使这个电感的电流转为输出电流。 至于如何计算,要看你要计算啥。 |
49楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2007/1/1 18:16:00 发布:
就是要计算dv/dt啊 假如已知电感量L,MOSFET输出电容Coss,电感断开前的电流I,如何计算MOSFET断开后的dv/dt? |
50楼: | >>参与讨论 |
作者: computer00 于 2007/1/1 19:00:00 发布:
假设没有负载绕组,即只有电感量为L的绕组 原来电流为I,开关断开瞬间,电流保持不变,仍为I. 这时MOSFET以及电路的分布电容总和为C,那么电荷的改变为dQ=I*dt,而电压的改变dv=dQ/C=I*dt/C=I/C*dt. 所以有dv/dt=I/C. 例如,C为100PF,I为1A,那么就有dv/dt=1/(100e-12)=1/(1e-10)=1e10 (V/S) 如果开关频率为100KHZ,那么半周期就是(假设占空比为50%)5us,所以电压有1e10*5e-6=5e4=50000V. 以上计算是假设L很大,即认为dI为0条件下计算的,如果再加上电流变小的影响, 即,可能变压器中没有存储这么多能量,所以不一定能达到这么高的电压. 所以加大C可以降低这个电压.因而通常都人为的并联一个电容上去.为了加快导通速度, 不是直接并联,而是通过串联一个二极管再并联上去. * - 本贴最后修改时间:2007-1-1 19:17:13 修改者:computer00 |
51楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2007/1/1 20:58:00 发布:
嗯,00算的比较有道理,这么说也是挺大的了 我的输入平均电流是400MA,占空比50%的话就是1A,峰值电流应该有2A,不过峰值电流应该不是出现在关断瞬间的吧? IRF7465的输出电容在25V时是80pF,1V时是400pF,按照80pF算差不多,有13V/nS呢,数据手册给的是7.8V/nS,这么算是超了? |
52楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2007/1/1 21:45:00 发布:
电容和电阻值的计算是不是这样的:(修改) 并联100PF的功耗: 输入电压为36V,断开电压按照50V计算???????????????,280KHz开关频率, Q=UC; 平均电流I=Q/2T; P=UI=U*Q/2T=U*U*C/2T=U^2*C*f/2=2500*100*(10e-12)*280*1000/2=0.035W; 按照00的100PF为10V/nS,外加一个330PF电容dv/dt=10/3.3=3V/nS,此时损耗为0.1155W, 而按照这种算法droum的图功耗为0.5W(电压按照300V计算),是这么算的吗?他的图为什么要用2W的电阻呢? 看看电阻阻值: droum贴的那个图RC=2.7*680*10e-9=1.84uS; 开关频率为f=1.72/RC=1.72/(10*1000*2.2*10e-9)=78KHz;T=13uS; RC/T=0.142 按照这个来算一下:R=0.142*T/C=0.142*3.57*10e-6/330*10E-12=1.45K 得出:C=330PF;R=1.5K@0.25W;耐压呢?C取100V够不? 不知上述计算合理不? * - 本贴最后修改时间:2007-1-3 1:02:54 修改者:音乐乐乐 |
53楼: | >>参与讨论 |
作者: computer00 于 2007/1/1 21:49:00 发布:
电流是慢慢减小的,所以在关断时最大 不过暂时还没想明白,这个dV/dt太大对管子有什么伤害?为啥要关心这个参数呢? 我觉得看最大电压就行了,不要让管子击穿了。 事实上,上面计算出的电压是大大超出实际电压的。 假设你的电感量为100UH,那么电流为2A时的储能为 I*I*L/2 = 2*2*100e-6/2=2e-4焦。 由U*U*C/2 = 2e-4 ,所以电容上可能的最大电压为:根号((4e-4)/(100e-12))=根号(4e6)=2000V。 当然,如果电感量比这个小的话,电压会更小。 由于还存在着负载回路以及其它因素,实际上的电压比这个还小得多。 |
54楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2007/1/1 21:57:00 发布:
00,看看50和51楼我贴的两个图就知道为什么要限制dv/dt了 变压器电感没那么大,只有6uH,电压尖锋大小上班测量一下,记忆中应该再60V以下的。 有三个问题需要确认: 1、00对dv/dt的计算方法是否正确; 2、上述计算R和C参数方法是否正确; 3、如果实际测量中尖锋电压不超过60V,而MOSFET的VDS最大为150V,需不需要加上面的那个RCD尖锋吸收电路?(板子空间确实有限,加下面的那个RCD已经够呛了) 这三个问题搞懂了我才可以放心的设计啊! * - 本贴最后修改时间:2007-1-1 21:59:35 修改者:音乐乐乐 |
55楼: | >>参与讨论 |
作者: computer00 于 2007/1/1 22:33:00 发布:
明白了,上升率太大,可能会导致管子导通,从而引起发热 不过这么短的时间,应该发热量不大吧。 那个dv/dt的计算只是粗略的估算,由于有NT吸收回路,加上负载回路,还有功率也不是太大,我想漏感应该不至于损坏FET吧。 但是通常都是加个保护电路以绝后患。 你用示波器看看它的上升率,应该可以看出来吧,设置为上升沿触发,然后把波形宽,看看上升率是多少。 到底省掉安不安全,我也不大清楚,只有用实践来验证了。 |
56楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2007/1/2 10:38:00 发布:
上升时间几个nS,一般示波器看不清吧 我已经把MOSFET并联的那个RCD给加上了,R取的0805封装(0.125W)1.5K,C取的0805(330PF,100V,不不知道这个封装有没有150V的,上班时去问一下),D封装为SMB,还没找好型号。 上面的那个如果实测峰值小于60V而MOSFET耐压150V的情况下不知道能否省略。 |
57楼: | >>参与讨论 |
作者: droum 于 2007/1/2 19:10:00 发布:
计算dv/dt之法 用电感电流除以电容。当没有RCD电路时,电容就是漏极电容与分布电容(含变压器的分布电容) 由于漏极电容是个随漏极电压大幅变动的变量,所以不大好算。 示波器要用100MHZ以上的。 |
58楼: | >>参与讨论 |
作者: droum 于 2007/1/2 19:18:00 发布:
因为电流波形不是直流也不是正弦 所以电阻功耗计算比较复杂。 |
59楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2007/1/3 0:49:00 发布:
dv/dt为电感除以电流,第一个问题解决了,00的计算是对的 ////////有三个问题需要确认: ////////1、00对dv/dt的计算方法是否正确; ////////2、上述计算R和C参数方法是否正确; ////////3、如果实际测量中尖锋电压不超过60V,而MOSFET的VDS最大为150V,需不需要加上面的那个RCD尖锋吸收电路?(板子空间确实有限,加下面的那个RCD已经够呛了) 我觉得电阻的功耗计算应该不难,一个周期电阻的功耗最多为电容的电量全部放光对吧?而电容的容量是知道的C=330PF,电容的电压上限也是可以测量的(按照U=60V计算),周期也是知道的:T=4uS(250KHz)。 电阻功耗就相当于在时间T里将电容电量Q=Vp*C放光的功耗: 由于能量J=U*U*C/2 所以功率P=J/T=U*U*C/2T=60*60*330*(10e-12)/2*4*(10e-6)=0.1485W 选择电阻1206封装0.25W,在90度时功率为:64%*0.25=0.16W。(原来的计算错误,用了0805电阻功率可能不够,改成了1206了) 我觉得这么计算出的电阻功率应该是最大的情况下的功率了,不知对不? * - 本贴最后修改时间:2007-1-3 1:30:27 修改者:音乐乐乐 |
60楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2007/1/3 9:33:00 发布:
又发现一个问题,MOSFET关断前电流是最大的 所以以前按照1A电流计算dv/dt是错误的,应该按照2A计算。100PF对应20V/nS,330PF对应6V/nS,器件最大值7.8V/nS,这个余量安全不? * - 本贴最后修改时间:2007-1-3 9:37:49 修改者:音乐乐乐 |
61楼: | >>参与讨论 |
作者: zgqi_315 于 2007/1/3 11:10:00 发布:
反激电源输出二极管发烫 我做了一个18~36V输入,5V2A,15V0.3A,-15V0.3A,24V0.1A的DCDC多路输出电源,(主路5V,其他路都是三端实现),本来主路电流并不大,但整流二极管非常烫,大概有80度吧,用示波器观测二极管上的波形,发现二极管从导通到关断波形振荡比较厉害,应该是变压器漏感造成的。请问一下MAYCHANG大师,这是不是导致二极管发烫的主要原因,应该怎么解决。我的变压器已经是原边包次边绕制的。多谢! |
62楼: | >>参与讨论 |
作者: droum 于 2007/1/3 11:21:00 发布:
音乐乐乐估算电阻的方法是对的 至于7.8v/ns是否安全,我就不知道了。 这方面我没经验。 不知音乐乐乐把42楼的680P改为330P的理由是什么? |
63楼: | >>参与讨论 |
作者: computer00 于 2007/1/3 14:10:00 发布:
电流当然是关断时刻最大了 关断时刻,如果FET的电流为2A,那么关断后,电流仍保持不变,为2A. 开关管接通,电流不断增大; 开关管关断,电流不断减小. 我用1A来计算,只是假设关断时电流为1A,实际电流是多少,得看你的电路了。 |
64楼: | >>参与讨论 |
作者: droum 于 2007/1/3 14:44:00 发布:
66楼恐怕用的是低频2极管吧? |
65楼: | >>参与讨论 |
作者: zgqi_315 于 2007/1/3 15:29:00 发布:
回69楼 我用的是YM3045,肖特级二极管,反向恢复时间是很快的。而且观测到的波形峰值并没有超过二极管的最大耐压。 |
66楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2007/1/3 15:41:00 发布:
改成330PF是为了降低功耗啊,前提是保证dv/dt的安全 经过计算330PF对应的dv/dt为6V/nS,器件的最大值为7.8V/nS,如果这个余量不安全的话就需加大电容值了,但肯定用不了680PF吧? (说明一下,330PF计算的6V/nS省略了MOSFET的内部输出电容,Coss在Vds为0时为420pF,Vds为25V时为80pF,所以实际dv/dt值应该比6V/nS小。由于dv/dt最大值出现在刚关断时即Vds=0V时候,此时Coss=420pF,所以按照MOSFET的Coss=100PF计算应该比较安全,dv/dt=6×330/430=4.6V/nS,而器件允许7.8V/nS,我觉得这么看的话330PF应该是足够了)。 00,我的平均输入电流是500MA,峰值电流只能按照2A计算吧 * - 本贴最后修改时间:2007-1-3 15:47:07 修改者:音乐乐乐 |
67楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2007/1/3 15:44:00 发布:
70楼,那是电副变电感和二极管电容形成振荡 用一个RC并联在二极管上可以,你在网上搜一下,有篇文章介绍的。 同样也是看到的电源图很少有这么处理的,包括droum贴的那个典型图,所以我也不知道我的电路中需不需要使用这个RC网络。 |
68楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2007/1/4 12:50:00 发布:
遇到新问题!整流二极管的反向电压很高啊! 输出电压30V,3mA时: 二极管反向电压:峰值居然高达150V! * - 本贴最后修改时间:2007-1-4 12:51:42 修改者:音乐乐乐 |
69楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2007/1/4 12:52:00 发布:
输出30V,电流100mA,整流管反向电压 |
70楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2007/1/4 12:53:00 发布:
输出30V,3mA,MOSFET的VDS波形: |
71楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2007/1/4 12:53:00 发布:
30V,100mA,MOSFET的VDS波形: |
72楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2007/1/4 12:54:00 发布:
MOSFET的VD好像挺好,基本没有尖锋电压(5V吧) 但是二极管反向电压为什么有那么大一个尖锋呢? * - 本贴最后修改时间:2007-1-4 15:00:22 修改者:音乐乐乐 |
73楼: | >>参与讨论 |
作者: droum 于 2007/1/4 16:15:00 发布:
哪个尖峰? |
74楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2007/1/4 17:08:00 发布:
就是第一二两个波形,是二极管的反向电压波形 第一个是轻载,第二个3W负载。 但两个波形的尖锋电压基本是相等的。 这两个波形都有一个很大的负尖锋(-110V对地,对输出是-140V)!而且第二个波形尖锋之后的负电压有-100V,为何那么低呢? (示波器打开了表笔的×10档,可能电压有点偏差,正电压峰值显示近38V,实际是30V,即使按照这个计算的话,负尖锋和负尖锋之后的那段电压也分别为-110V,-79V(相对于输出正极而言))。 * - 本贴最后修改时间:2007-1-4 17:16:52 修改者:音乐乐乐 |
75楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2007/1/4 23:13:00 发布:
那个毛刺如何削弱? * - 本贴最后修改时间:2007-1-5 10:41:09 修改者:音乐乐乐 |
76楼: | >>参与讨论 |
作者: droum 于 2007/1/5 11:23:00 发布:
是这个负尖峰吗? |
77楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2007/1/5 12:48:00 发布:
是啊,最下面有一个尖锋 |
78楼: | >>参与讨论 |
作者: droum 于 2007/1/5 21:01:00 发布:
副边负尖峰好像不是严重问题 也没看见别人去设法消除它 你如果想消除,可用RCD电路 |
79楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2007/1/6 10:15:00 发布:
那这个就先不管了把 但是我把示波器表笔短路后放在电源负极发现有最高峰值1V的波形,所以我测量电源纹波时也是这样的,现在没法正常测量纹波了,不知道怎么回事啊 |
80楼: | >>参与讨论 |
作者: droum 于 2007/1/7 11:44:00 发布:
可能是干扰 |
81楼: | >>参与讨论 |
作者: droum 于 2007/1/7 11:50:00 发布:
回69楼 如果2A是存直流,侧2极管功耗约1瓦。 但此2极管电流占空比极小,所以其有效值可能达到3瓦以上,要加散热片。 |
82楼: | >>参与讨论 |
作者: droum 于 2007/1/7 12:01:00 发布:
83楼的情况估计是变压器漏磁发出的磁场干扰。 消除的方法可以是: 1。对变压器进行磁屏蔽,例如扣在搪瓷盆下 2。把示波器表笔的连线尽量互相缠绕或贴近,尽量减少回路面积,并减小回路面的法线与变压器方向的夹角。 |
83楼: | >>参与讨论 |
作者: droum 于 2007/1/8 12:36:00 发布:
80楼的负尖峰是漏感,分布电容,和2极管存储电荷共同造成的。 减少漏电感与2极管存储电荷,可减小负尖峰的宽度,但对减小幅度作用不大。 改变分布电容,理论分析较为复杂,还是实验比较便捷。 采用瞬变抑制2极管或稳压管,效果很好而且简便。只是价格可能较高。 改选耐压更高的整流管也许更经济更简便。 |
84楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2007/1/8 22:39:00 发布:
也有人说那个干扰是因为初次级阻抗太大造成的 要在次级和初级之间加一个2200PF的电容就可以了,这是什么道理?我明天去试试 |
85楼: | >>参与讨论 |
作者: droum 于 2007/1/9 12:37:00 发布:
那人说错了 那个干扰是变压器发出的漏磁造成的。在维持表笔短路的状态下,你把表笔的那两根连线分开与并拢一下,就可看出干扰明显变化了。 此干扰与Y电容无关。 你加1个电容时,最好串1个按钮开关,看看这个开关开与关时的干扰区别,就明白了。 |
86楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2007/1/9 18:51:00 发布:
可能我没说清楚 楼上说的Y电容是进线那个地方的滤波电容吧?而且是交流输入的?我这个输入是直流输入。 那人说的是将次级的负极和初级的负极通过一个电容连接,我试验了一下,效果非常显著,不过还是不懂其中的原理,尤其是这样对隔离效果会不会有影响(原理是完全隔离的,现在之间有一个电容了,隔离效果不好)? |
87楼: | >>参与讨论 |
作者: davidli88 于 2007/1/9 19:19:00 发布:
在初次级地间跨接的电容,达到了Y电容的这部份功能 刚才有事走开了半小时,给楼主抢在前面了 83楼是存在等效电容Cx,初级的高压脉冲泄漏到次级了 * - 本贴最后修改时间:2007-1-9 19:54:17 修改者:davidli88 |
88楼: | >>参与讨论 |
作者: davidli88 于 2007/1/9 19:34:00 发布:
大家关于dv/dt的讨论很好 刚才看了前几页的贴子,大家在近期讨论了MOSFET的动态dv/dt及本征二极管的应力dv/dt,MOSFET还有一个应力参数:静态dv/dt,在栅极阻抗较大时,静态dv/dt的影响比动态dv/dt大得多。这些内容我在1996年来深圳时就在市图书馆看到(好像是东大出版的),复印了至今仍然保存,已经很旧了,过几天扫描下来供大家参考。 |
89楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2007/1/9 20:43:00 发布:
91,92楼,我觉得有两个问题 1、即使干扰是有初级到次级,那么干扰不一定是通过cx传送得吧?既然初级和次级是变压器形式,那么初级得干扰完全可以通过磁场传给次级? 2、这是最重要得一点,测量中发现,开关管导通时得干扰要开关管断开时得干扰大得多!这个如何解释?是因为开关管导通时把漏感能量短路所以干扰更大? 等待楼上静态dv/dt的论述, 但是对于那个动态dv/dt得解决方法(就是并联在MOSFET得DS间得RCD电路)也有一个没搞明白问题: 这个RCD电路放电是通过电阻放掉得,而计算RC参数一般按照1/10得开关周期计算,如果按照50%得占空比,在开关管断开时电容得电已经放得差不多了,问题不大,但是,如果占空比只有5%呢?这时电容得放电时间极短(就是MOSFET得导通时间很短),在MOSFET断开时电容上得电压可能很高(设为Vs),不知道这在这种情况下这个缓冲电路还有没有效果? |
90楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2007/1/9 20:57:00 发布:
晕,看错了,那位老兄说的不是初次级的负之间 而是初次级之间,我试验的时是把输出的负极和输入的负极(输入负极和原线圈可没有直接连接哦)用电容连接,发现效果不错,直接连接初次级还没试,明天去看看。 这是电源网上老兄指点的: ——这种现象产生的根源是由于两个系统没能真正的共地(或者说共地点的阻抗过大)而形成的共模干扰窜入所至。真正解决起来交麻烦的,需要将测试设备(即;示波器)的供电系统独立出来,或示波器的交流供电输入加入滤波装置,其效果还不一定就很好。最简单的方法是;将你要测的开关电源初次极之间加一个2200PF/2000V电容,这时你再看看将示波器探针与地接触就会大大减小或消除该现象了。 ——不是次级绕组的两端。而是变压器初级与次极之间加一个高频瓷介电容。对于多绕组来讲,可分别在每个次极绕组对初级之间都加上一个电容,对于电容接在次极上的那一个端点,则要示次极是那一端为等效交流共地来确定,耐压可以选的低一些。这种现象只能说明你的电源工作状态不佳,所以才会出现较大干扰。同时你也会发现功率管发热量大及电源效率低。 |
91楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2007/1/9 20:57:00 发布:
对上述的: ————对于电容接在次极上的那一个端点,则要示次极是那一端为等效交流共地来确定 应如何理解? |
92楼: | >>参与讨论 |
作者: droum 于 2007/1/10 14:50:00 发布:
右边rcd电路 计算RC参数一般按照1/5导通时间计算 |
93楼: | >>参与讨论 |
作者: droum 于 2007/1/10 14:54:00 发布:
如果此干扰是原次级分布电容引起的 那么,跨接1个比分布电容大得多的电容,岂不是加大了干扰? |
94楼: | >>参与讨论 |
作者: davidli88 于 2007/1/10 16:08:00 发布:
回98楼 输入、输出地间跨接的电容(可看作Y电容)一般有几千PF,比分布电容大一、两个数量级,其对高频共模干扰信号的容抗很低,为共模信号提供了一个回路,故降低了负载侧的共模干扰 |
95楼: | >>参与讨论 |
作者: davidli88 于 2007/1/10 16:18:00 发布:
91楼图中 Y电容C4是直接跨接在输入输出侧的地间。它除了降低输入侧的共模干扰,还为Cx泄漏到输出侧的共模干扰提供低阻抗的回路,降你输出侧的共模传导干扰。 |
96楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2007/1/10 21:16:00 发布:
100楼老兄,这么说我的DC/DC输入电路需不需要加一个共模电感? |
97楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2007/1/11 7:08:00 发布:
droum——计算RC参数一般按照1/5导通时间计算 这是不可能的!在轻载时占空比可能只有1%,如果仍然按照1/5导通时间计算的话这个电阻将会非常小,所以不少例子是按照1/10的开关周期计算的,包括老兄提供的那个典型图,此时在1%占空比时RC常数为导通时间的10倍!也就是说导通时这个电容上的电基本没有怎么放掉! |
98楼: | >>参与讨论 |
作者: davidli88 于 2007/1/11 10:08:00 发布:
102楼:你主贴电路的输出,跟占空比关系不大吧 由于主贴电路没有加储能电感和继流二极管,理论上输出电压 U。= [(Ui-Vrs)*Np/Ns]-Vd,跟占空比没关系 式中,Vrs是源级对地电阻的压降,Vd是输出整流管的压降 |
99楼: | >>参与讨论 |
作者: droum 于 2007/1/11 13:28:00 发布:
看来这MAX5019还真的难用右边的rcd电路 因为它是通过调占空比来调压的,所以空载时场效应管导通时间太短,电容可能来不及放完电。 * - 本贴最后修改时间:2007-1-11 13:45:07 修改者:droum |
100楼: | >>参与讨论 |
作者: droum 于 2007/1/11 13:52:00 发布:
为什么选用MAX5019? 因为便宜么? |
101楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2007/1/11 14:53:00 发布:
103楼,占空比跟负载有直接关系 负载大时占空比大,小时占空比小,试验结果也是这样的。 105楼:好像电流控制性的开关电源芯片都是调占空比的吧?选这是是因为样品方便拿,没其他原因,嘿嘿! 另外那个输入的共模扼流圈对DC输入有没有效果?该不该加?应选择多大的电感呢? |
102楼: | >>参与讨论 |
作者: davidli88 于 2007/1/11 14:54:00 发布:
用MAXIM的都是大款 |
103楼: | >>参与讨论 |
作者: davidli88 于 2007/1/11 15:07:00 发布:
你这种用法轻载时效率会下降 中载至满载占空比基本不变,轻载时占空比下降,同时靠变压器内阻来消耗部份电能,稳定输出电压。 |
104楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2007/1/11 18:42:00 发布:
哈,MAX5019可能也是10多元? 其实我得应用负载在30%-80%之间,大部分情况是30%负载,没有轻载的情况。 但是占空比还和输入电压有关,电压高时占空比减小。 ——轻载时占空比下降,同时靠变压器内阻来消耗部份电能,稳定输出电压。 不太理解,芯片资料上没有提起。 输入的共模扼流圈对DC输入有没有效果?该不该加?应选择多大的电感呢? |
105楼: | >>参与讨论 |
作者: davidli88 于 2007/1/11 18:56:00 发布:
共模线圈是抑制传导干扰的 其模线圈加多大,得看EMI情况。十几元的IC都用上了,还吝惜共模线圈吗? |
106楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2007/1/11 19:33:00 发布:
嗯,我决定加了,犹豫是因为空间的原因啊 我得板子太小了,想节约空间。 哪儿生产的质量比较好呢?最好是贴片封装的,谢谢啊! |
107楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2007/1/13 22:42:00 发布:
我要加输入滤波 我打算这样:串连电感——并联104电容——串共模电感——并联电容 这个电感和共模电感是不是感值越大越好?注意是直流输入! |
108楼: | >>参与讨论 |
作者: 吴寿权 于 2007/1/15 发布:
我这有一台康佳彩电机心是LA76810问题是看得一段时间自动变黑 你们能帮我解决这个问题吗谢谢 贵州省黎平县洪州镇 |
109楼: | >>参与讨论 |
作者: 音乐乐乐 于 2007/1/16 12:31:00 发布:
呵呵,比较及时啊,问题解决了,多谢版主给置顶! |
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