图1是Hartley振荡器的等效调谐电路，以及一个18MHz振荡器的元件值。对于等效电路，互感的公式为：LA=-LM；LB=L2-LA=L2+LM和LC=L1-LA=L1+LM。等效电路的其它公式如下：  
　　不幸的是，实际等效电路需要一个负电感LA。但是，对于接近谐振频率f0的频率，可以用一只电容器代替负电感器（图1c），即用CA替换LA。注意等效电路忽略了寄生绕组的电阻与电容。 

　　图2为采用等效电路的一个振荡器和输出缓冲器。此电路性能一般与初始Spice仿真的预期相同。在测试期间，需要修改多个元件的值，并重复进行多次的Spice分析才能完成最终设计。
 

　　振荡器的振荡回路包括LB、LC、C4和C5，以及分压器C6、C7和C8产生的电容（大约6pF），该电容包括Q1和Q2的输入电容和一些杂散电容。振荡回路总电容为66pF,接近计算值67pF。连接到调谐电路上的电容器采用具有NP0温度系数的陶瓷电介质型电容器。 

　　电感器LB和LC采用空心线圈，它们在安装时轴线互成直角，以尽量减小寄生耦合。但是，振动会影响它们的电感量，在最终设计中，两个电感器都应包含电介质芯或环形芯上的绕组，因为环形线圈电感的温度系数适合于预期的应用。 

　　参考文献1中的信息为两种电感器提供了基本设计，调整匝的间距就可使振荡器调谐到精确的18MHz。对于更严格的设计，可以在安装前测量电感器，但寄生效应可能需要对电感器做某些调整。 

　　电容分压器C6、C7和C8为Q1和Q2施加适宜的信号电平。由于振荡回路“看”到的分压器有效电容总共只有6pF，因此，当设计要求一种可调振荡器时，可以用一只可变电容器代替C4和C5组成其余的60 pF。在本例中，如果振荡器需要大于±2MHz 的调谐范围，则由Q3及其相应元件构成的输出级可能需要作修改，以提供更高的带宽。 

　　电容器C3将Q1的Gate2自举到其源极，提供额外增益，并使Q1 Gate1的输入电容减少到已很低的 2.1pF以下（参考文献2）。直流电阻小于2Ω的 8.3mH电感器L2连接到Q1的源极，在18 MHz 时表现出相对的高阻抗，并通过R3为Q1的源极提供一个对地直流路径。在18 MHz 时，L2的阻抗大约为940Ω的感抗与大约3.5 kΩ电阻并联组成，从而得到了一个极低Q值的扼流圈。假设其电感和感抗接近L2的原值，则可以为L2挑选一个实际尺寸较小的电感器。电感器L1的特性不太重要，但它应有4 ~ 6的低Q值，以及不大于5Ω的直流电阻值。在满足这些要求下，就能为L1选择一个标准值的扼流圈。 

　　源跟随器Q2用于驱动输出级，它采用一种pi型匹配网络，在Q3集电极将50Ω输出负载转换为285Ω。Q2的Gate2自举该级输出电压的一半，就可增加源跟随器的增益和动态范围，并减小其输入电容。 

　　可以用电位器R15调整电路的输出大小，在50Ω的负载上可以从约0.9VP_P调至1.5VP_P。在恒定的23℃左右室温下，频率保持稳定，即使输出上没有负载，控制输出的电路也能保持稳定。对于固定频率应用，输出电路的负载Q为4，提供了适当的带宽，减少了频率小幅变化时对输出电路重新调整的需求。 

　　为使输出电平达到最大安全程度，在输出端连接一个50Ω负载，然后调整输出至1.5VP_P。从50Ω到无负载的所有情况下，Q1上的漏源电压都会保持在一个安全水平，即使输出电压随着负载电阻提高而增加。为避免超过Q1最大12V漏源额定电压值，不要在50Ω负载上将输出电压设为大于1.5V。注意齐纳二极管D1降低了Q1的漏极电压，以提供额外的安全裕度。 

　　在以前的一个设计实例中，通过加在Q1 Gate2上的一个控制电压，用一只运算放大器和一个二极管整流电路设定了振荡器的增益（参考文献3）。在本设计中，一个简单的无源电路就完成了相同的功能。Q3集电极的一部分信号驱动一个由D2、D3、C20 和C21构成的倍压器。倍压器产生的一部分负电压驱动R18和C19的节点，即控制电压节点，它也从可变电阻器R15 ~ R17接收一个正电压，产生的电压设定输出信号电平。在启动时，Q1的 Gate 2上只有正电压，而Q1的最大增益很容易使振荡器起振。当输出达到稳定状态时，控制电压下降，使振荡维持在由输出电平控制所确定的信号水平。