摘要： 提出了一种工作于断续模式（ DCM） 双输出单级反激功率因数校正（ PFC） 变换器驱动高亮LED 的方法。为了避免变换器两路输出的交叉影响，应用时分复用方法实现了每一条输出支路电流的独立调节，提高了驱动器的可靠性； 由于此方法只用到一个磁性元件即可实现两路恒流输出，进而降低了驱动器的成本； 变换器工作在DCM、定频、定占空比时，可获得较高的功率因数。通过仿真与实验验证本文研究结果的正确性与有效性。

　　1 引言

　　如今，LED 已经广泛应用于液晶背光、汽车、交通灯以及通用照明。根据IEC 61000-3-2 C 类法规，需要对大于25W 的LED 通用照明驱动器进行功率因数校正（ Power Factor Correction,PFC） ,因此低成本的功率因数校正方案成为关注的研究课题。

　　AC /DC 变换器中常见的有源功率校正（ Active PowerFactor Correction,APFC） 电路是两级PFC 电路，前电路用来进行功率因数校正，后电路用作DC /DC 变换器。由于存在两个级联功率级，这一类电路的尺寸和成本通常都比较高，因此，出现了另一类APFC 拓扑，这类拓扑把PFC 电路和DC /DC变换器集成在一起，它们共用一个有源功率开关，成为单级AC /DC 变换器，进而降低了成本，这种APFC 电路现在已经广泛应用于镇流器，充电器中。

　　将多路输出变换器作为LED 驱动器，可实现用一个变换器满足多个不同等级的恒流输出需求，从而降低了驱动器的成本。而传统的多路输出变换器，如变压器耦合方式，加权反馈调节方式，虽可实现多路恒压输出，但不能实现多路恒流输出。基于此，本文提出了一类双输出单级反激PFC 拓扑。

　　此类拓扑在DCM 下，即可实现各路独立调节的恒压输出，也可实现各路独立调节的恒流输出，并且实现了功率因数校正。为了避免变换器两路输出的交叉影响，应用时分复用方法实现了每一条输出支路电流的独立调节，从而可使每路分别驱动不同类型的LED,而且驱动器其中一路故障不会影响另一支路的正常输出，提高了驱动器的可靠性； 由于此方法只用到一个磁性元件即可实现两路恒流输出，整流桥后不需要大的高压储能电容，进而降低了驱动器的成本。变换器工作在DCM、定频、定占空比下，还可获得较高的功率因数。通过仿真与实验验证了本文研究结果的正确性与有效性。

　　2 独立调节双恒流输出反激拓扑

　　图1 为独立调节双路恒流输出单级反激PFC变换器的拓扑图及其开关时序。图1 （a） 为独立输出绕组型拓扑，两路输出分别由两个独立绕组提供。

　　图1（ b） 为共用输出绕组型拓扑，两路输出由同一个绕组分时提供。无论是独立输出绕组型还是共用绕组型，若两个电路满足D1a + D2a < 0. 5,并且D1b +D2b < 0. 5,则可使两路工作在互补的相位Фa和Фb,通过时分复用信号TMS （ Time-Multiplexing Signal,TMS） 分别对两路进行复用控制。如图1 （ c） 所示，当Soa = 1,变换器对A 路输出进行调节，原边开关电流Ip在D1aT 阶段线性上升，在D2a T 续流阶段电流Isb线性下降，D3a T = （ 1 - D1a - D2a） T 时，电流Isb为零，此时，变换器处于DCM 工作模式； 当Sob = 1,变换器对B 路输出进行调节，若B 路工作时变换器也处于DCM 工作模式，就可实现两路无交叉影响控制。

图1 独立调节双路输出单级反激PFC变换器及其开关时序

　　Flyback 变换器在DCM 模式下具有天然的PFC能力，输入电流可以自动跟踪输入电压且保持较小的电流失真。如果变换器工作在DCM、定频、定占空比下，变换器可以获得较高的功率因数。对于本文提出的双路输出反激变换器，在DCM 模式无交叉影响的条件下，如果每一路均可以实现较高的功率因数，那么整个变换器也可以实现较高的功率因数。

　　3 功率因数校正控制实现

　　如图2 所示为电压型PWM 控制双输出单级反激PFC LED 驱动器及控制实现。每路均采用LED串联方式连接。A、B 两路输出电流的采样电压Voa、Vob分别与两个参考电压Vref1、Vref2进行比较，再通过误差比较器产生误差信号Ve1、Ve2.锯齿波信号Vsaw同时与这两个误差信号进行比较产生C1,C2 信号。

　　由时分复用信号产生器产生的时分复用信号TMS给选择器提供选择信号，进而决定在一个周期内控制器选择每路的占空比信号C1 或C2.选择器的输出信号Vs1经过隔离后作为主开关Q1 的驱动信号，而时分复用信号Vsa（ TMS） 及其互补信号Vsb分别作为开关Q2、Q3 的驱动信号。

图2 双路输出单级反激PFC 驱动器及控制环路示意图。

　　图3 所示为双路输出单级反激PFC 变换器原边电流iQ1,副边电流iQ2,iQ3的控制时序示意图，图中时分复用信号（ TMS ） 决定了调节的支路。当TMS = 1 时，变换器对A 路进行调节，此时变换器根据A 路的设计参数进行工作，此路原边与副边开关电流峰值包络线分别如图3 中的IQ1_A（ θ） 和Ipkp_Q2（ θ） 所示； 当TMS = 0 时，变换器对B 路进行调节，此时变换器就根据B 路的设计参数进行工作，此路原边与副边开关电流峰值包络线分别如图3 中的IQ1_B（ θ） 和Ipkp_Q3（ θ） 所示； 变换器输入平均电流为两路输入电流的平均值，如图3 中的IQ1_avg（ θ） 所示。

图3 双路输出单级反激PFC 变换器控制时序示意图。

　　为了实现定占空比控制，单级反激PFC 变换器误差放大器的带宽必须要小于2 倍工频，一般为10~ 20Hz 左右，这样设置的误差放大网络对输出工频纹波及输入的正弦电压不会很敏感，即可实现定占空比要求，从而实现PFC。

　　为了使双路输出无交叉影响以及PFC 功能，保证电路工作在DCM 下是非常重要的。为了保证电感电流处于断续模式，A 路应满足：

　　输入电压经过全桥整流后可表示为：

　　其中，Vpkp为输入电压的峰值，θ 为输入频率，T 为开关周期（ = TA + TB） ,TA为一个开关周期内A 路的复用时间。半个工频周期内，变换器在定占空比条件下，A 路输入电流峰值的包络线为：

　　其中Ipkp_A为A 路输入电流的峰值。A 路主开关导通时间为：

　　其中，LP是原边电感值。A 路副边开关导通时间为：

　　其中，LS是副边电感值； ISP（ θ） 是副边电流峰值，它也是正弦函数； NA为原边和副边的匝数比； Vf是副边二极管导通压降。

　　A 路输入电流瞬时值为：

　　要保证A 路工作于断续模式，需满足式（ 1） ,将式（ 4） ,（ 5） 代入，可得临界电感：

　　A 路输入的平均功率可表示为：

　　若Lp固定，A 路原边开关电流的峰值为：

　　同理，B 路原边峰值电流的峰值为：

　　若变换器无能量损耗，则A 路，B 路输出功率为：

　　如果两路输出电压相等，根据式（ 11） 、（ 12） ,那么A路，B 路输出功率与A 路复用占空比DA的关系如图4 所示：

图4 A、B 路输出功率与DA的关系图。

　　由图4 可知，如果两路所需功率不同，比如PA /PB = 2,DA选择0. 586 可使在满足两路输出功率的前提下提升变换器输出的总功率，此时电感电流处于临界导电模式。所以根据每一路的需求功率分配复用时间，可以提高电感的利用率。

　　4 仿真和实验结果

　　为了验证双路输出单级反激PFC 变换器的可行性，根据图2 所示的独立调节双输出反激变换器以及控制实现要求，选用表1 的电路参数进行仿真，并制作了样机。为了简化设计，设定变压器原边与副边绕组的匝比为36∶ 9∶ 9,选择时分复用信号的复用时间比TA ∶ TB = 1∶ 1,如表1 所示。

表1 PWM 控制双输出单级反激PFC 变换器电路参数。

　　图5 为变换器输入电压Vin与输入电流Iin及主开关的开关电流IQ1的仿真波形，从图可以看出输入电流很好地跟踪了输入电压。图6 为时分复用信号TMS、驱动信号Vs1、两路辅助开关电流iQ2,iQ3的实验波形，图7 为变换器输入电压Vin与输入电流Iin及流经主开关的电流iQ1的实验波形，可以看出输入电流能够很好地跟随输入电压变化，验证了仿真的结果，实测PF 值为0. 967; 图8 为输出电流Ioa、Iob的实验波形，可以看出，A 路输出平均电流Ioa,rms为347mA,纹波Ioa,p-p为32mA,B 路输出平均电流Iob,rms为173mA,纹波Iob,p-p为32mA,实现了双路恒流输出。图9 所示为样机正常工作时的实物图。

图5 输入电压、电流及主开关电流的仿真波形。

图6 各路开关电流及时分复用信号实验波形。

图7 输入电流、电压及主开关电流实验波形。

图8 两路输出电流实验波形。

图9 样机实物图。

　　5 结论

　　随着高亮LED 的广泛应用，本文提出了一种基于双输出单级反激PFC 变换器驱动高亮LED 的方法。其中每一条输出支路电流可独立调节，从而可使每路分别驱动不同类型的LED; 其中一路故障不影响另一支路的正常输出，提高了驱动器的可靠性；由于此方法只用到一个磁性元件即可实现两路恒流输出，不需要大的输入支撑电容，降低了驱动器的成本，且易于实现隔离及PFC 功能，实测达到了0. 967的PF 值。此方法为需要多路恒流源并且需要实现功率因数校正的应用提供了一种有效的解决思路。