近，在标准化通信系统中的 Cu（铜）电缆链路方面进行了大量工作。它们出现在 SFF8431、IEEE802.3ba、FC-PI-4、SFF8461、FC-PI-5 和 IEEE802.3ba 等标准中。一个常见的问题是无源铜缆上的链路可以走多远。在单个数据中心机架内穿行仅需 3-5 米的 Cu Cable。从一个机架到另一个机架可能会使您的链路距离达到 20 米。 

本文探讨了均衡器集成电路和铜电缆组件的技术，以研究关闭 20 米长的无源铜电缆链路的问题。 

无源铜电缆组件已经并在数据中心大量使用。典型数据中心机架内的穿越端口不需要超过 3 米的电缆。从一个机架到另一个机架的端口可能需要更长的电缆长度。根据一些电缆布线惯例，甚至需要更长的电缆。  

一些系统供应商正在考虑关闭数据中心机架之间长达 20m 的通信链路。在 1Gbps 的数据速率下，损耗和失真仍然小到足以由大多数应用的传统主机芯片和标准电缆处理。

随着串行数据速率的不断提高以及多项推动 10Gbps 速度的行业计划，失真和损耗显着增加。其中许多新标准都包括无源铜电缆组件的规范，例如 SFF8431。高速铜缆组件通常包括高损耗和高失真，它们共同导致显着的信号通道退化。    

使用传统的主机集成电路芯片和标准的铜电缆组件，人们可以期望关闭约 3 米的无源铜电缆链路。对于更长的距离，需要利用新技术。
 

随着均衡器集成电路和信号完整性更高的铜缆的进步，在 10GbE 铜缆上实现更远距离链路的可能性已成为现实。在本文中，我们将研究技术，以展示以 10GbE 关闭 20m 无源 Cu 链路的可行性。我们的目标是使用当前可用的标准化发射器、接收器和电缆组件的组合，从而为我们提供长的距离。

在主机芯片上，可以利用两种技术来延长电缆距离。就发射器而言，强大的标准化 10Gb 以太网均衡发射器是 10GBASE-KR 发射器，可限度地减少失真。10GBASE-KR 发射器在 IEEE802.3ap 标准中定义。与其他 10GbE 标准发射器（例如 SFP+ 发射器）相比，它具有更大的输出幅度。 

较大的振幅有助于电压预算，本文稍后将对此进行讨论。除了光标后抽头之外，KR 输出驱动器还具有前光标均衡抽头的额外优势。该发射器具有 3 抽头有限脉冲响应架构，可用于均衡高度失真的长铜电缆。 

在接收器方面，强大的 10Gb 以太网均衡接收器是 10GBASE-LRM 接收器。该接收器定义有电子色散补偿 (EDC) 引擎，该引擎启用自调节机制来处理信号质量变化。EDC 架构通过 FFE（前馈均衡）和 DFE（分布式反馈均衡）块利用波形均衡。  

生产 IC 芯片发射器和接收器实施以及实验室结果的详细信息将在本文中进一步详细描述。3 抽头 FIR 发射器和 EDC 接收器等高端电路可以从使用传统示波器时看起来完全闭合的眼图中恢复无错误数据。

关于电缆组件，多项技术进步有助于增加 Cu 电缆链路的覆盖范围。在串扰、每米电缆的损耗和失真更少、无源均衡以限度地减少失真以及屏蔽设计更改以帮助减少更长电缆和更高数据速率的信号完整性问题方面有所改进。所有这些改进结合到增强型 Cu 电缆中，有助于延长链路距离。

本文将讨论采用 3 抽头 FIR 发射器和 EDC 接收器技术的电缆组件和主机芯片的技术进展，然后深入研究利用这些技术以 10GbE 关闭 20m Cu 电缆链路。

随着应用在尝试保持相同的铜电缆长度的同时达到更高的数据速率，我们看到在这些更高的奈奎斯特频率下更多的失真和信号衰减。许多 10GbE 标准中引入了均衡来支持这些应用。这些强大的均衡器重新定义了在受压通道末端为这些应用程序感知的“良好”或“兼容”波形。  

由限制参考接收器组成的系统的传统观点定义了基于开放数据眼图的“良好”波形。对于 EDC（电子色散补偿）参考接收器，完全闭合的眼图可能是一个“良好”波形，因为 EDC 能够打开闭合的眼图。  

EDC（如下图 1所示）是一种接收均衡架构，由前馈均衡器 (FFE) 和判定反馈均衡器 (DFE) 组成。它能够适应性地睁开闭着的眼睛。

图 1 ：EDC 架构

FFE 是抽头延迟线结构。 每个抽头的权重设置（如图 1 中的w fn所示，其中 n 是抽头编号）决定了该抽头处的信号是放大还是衰减。然后每个抽头在求和节点处重新组合。输入速率是 S/T，其中 T 是位周期，S 是一个整数，等于一个 FFE 输出之前的输入样本数。典型应用的 S 等于 2。延迟线被定义为在每个抽头之间有 T/S 的延迟。FFE 的输出速率为 1/T，即比特率。 

分布式反馈滤波器 (DFE) 也是一种抽头延迟线结构。它的输入是从 FFE 均衡求和节点输出做出的时钟恢复决策。与 FFE 中的 T/S 相比，每个抽头之间的延迟为 T。反馈抽头也有权重设置，如图 1 中的 w bn所示 ，其中 n 是抽头数。这些抽头反馈到求和节点。    

FFE 结构能够消除符号间干扰 (ISI)，但通常会增强过程中的噪声。相反，反馈滤波器用于消除 ISI，同时限度地减少噪声放大。

FFE 和 DFE 的输出进入一个错误通道，该通道使用一种算法来优化每个抽头的权重设置。 

可以使用许多自适应算法（例如均方和迫零）。这种抽头权重的优化创建了一个定制的频率响应滤波器，以抵消受压通道输入波形的影响。

 
均衡器已达到标准。在 IEEE802.3ap 中，10GBASE-KR 均衡器初建模为 1 抽头 FFE 和 5 抽头 DFE 均衡器，也表示为 (1,5) 均衡器。在 IEEE802.3aq 中，10GBASE-LRM 均衡器被建模为 (14,5) 均衡器。这种“LRM”均衡器是迄今为止为 10Gb 以太网标准化的强大的均衡器。 

发送器去加重概述     

IEEE802.3ap 标准中的 10GBASE-KR 变体在第 72.7.1.10 节中引入了 3 抽头有限脉冲响应 (FIR) 发射器。这种均衡结构将每个抽头延迟 1UI（单位间隔）。每个抽头都可以放大或衰减该信号。然后将 3 个抽头相加。

图 2：10GBASE-KR 发射机架构包含 3 抽头有限脉冲响应均衡器。这可以在 IEEE802.3ap 第 72.7.1.10 节中找到。

 
该架构允许对后光标和前光标类型失真进行均衡。    

电缆施工进展

主机芯片上的均衡并不是的技术进步。无源铜电缆组件近也有所改进。SFF8431 SFP+ 附录 E 定义了使用 10GBASE-LRM 均衡器的无源铜缆链路。 

本附录中的电缆规格导致许多电缆供应商重新设计其 PCB 桨板和端接，以符合 VMA 与串扰比等参数以及 SFP+ 标准 SFF8431 中的参数 dWDP。    

每米的插入损耗也有所改善。较旧的“标准”电缆在 5GHz 时指定为每米约 2.1dB。现在更新的“增强型”电缆的插入损耗范围为每米 1.7dB 左右。在本文中使用的两条 20 米电缆上，我们发现标准电缆有 43dB 奈奎斯特损耗，增强型电缆有 35.5dB。  

假设每个头上每个桨卡有 1dB 损耗，我们在标准电缆上看到每米约 2.05dB 损耗，在奈奎斯特的增强型电缆上每米损耗约 1.675dB。在 20 米范围内，5GHz 时的损耗减少了大约 7.5dB。    

过去电缆中的屏蔽通常在 7GHz 左右的插入损耗图上有吸出现象。对于较短的链接距离，这种吸出不是一个大问题。对于 20m 的更长电缆和/或更高的数据速率，它成为一个更大的问题。  

电缆组件上的传统屏蔽是使用“螺旋缠绕”屏蔽电缆。这会产生一个在传输线上重复的分立分流电容，从而产生一个低通滤波器。该滤波器是这些“螺旋缠绕”电缆中常见的 7 GHz 吸出的原因。

这种吸出的解决方案是在这些电缆上使用统一的“香烟包裹”屏蔽层。这种类型的屏蔽将消除分立重复电容，因此将消除 7 Ghz 吸出。

另一项创新是在电缆组件中使用无源去加重实现。实现这一点的两种方法是在 PCB 板上使用无源网络，或者在电缆中使用不同的导电材料，以利用趋肤效应产生去加重。去加重会衰减低频，以改善电缆产生的失真。必须记住，失真会在降低低频输出摆幅水平的同时得到改善。

在用于串扰隔离的改进设计、用于改善吸出的屏蔽和用于改善失真的去加重之间，电缆组件在近几年取得了进步。这些改进使得在 10Gb 以太网数据速率下更容易达到更远的链路距离。

在考虑具有 Cu 电缆链路的系统时，需要考虑两个链路预算以确保系统链路关闭。有电压预算和失真预算。  

电压预算 受限于远端接收器的灵敏度限制，以及近端去加重的发射器输出。SFP+ (SFF8431) 和光纤通道 (FC-PI-4) 已通过称为 VMA（电压调制幅度）的术语对此电压预算进行检查。VMA 定义为使用交替 8 个零和 8 个一的模式的波形幅度。    

这本质上是低频振幅。这些标准保护频带是 EDC 接收器需要存在的量的低频振幅，以满足灵敏度要求。    

还有  时域允许的失真预算。 需要均衡以通过应用负失真或反失真来化失真。均衡本质上是权衡低频电压振幅以化失真。   

当电压和失真预算都得到满足时，生成的波形在接收器的限幅器（决策电路）处被均衡且无错误。

图 3：使用主机 IC 10GBASE-KR 发射器的实验室设置框图

在实验室中，我们使用了 10G BERTScope 码型发生器，它具有 10.3125 Gbps 数据速率的 PRBS31 标准码型。BERTScope 为 10GBASE-KR 输出发送器添加了 DPP 模块，让我们可以选择使用主机 IC 发送器（上图 3）或 DPP 发送器（下图 4）。  

图 4：使用 BERTScope DPP 10GBASE-KR 发射器进行 1400mVpp 高不合规输出摆幅的实验室设置框图  

使用一对匹配的 SMA 电缆，模式发生器的输出连接到 Vitesse 主机 IC VSC824X。来自 VSC824X 10GBASE-KR 发射器的配对 SMA 电缆连接到 SFP+ 主机合规板。各种 Cu 连接电缆被插入主机合规板。 

在另一侧，另一个主机合规板与 VSC824X EDC 接收器主机 IC 配对。然后主机 IC 的输出连接到 BERTScope 上的错误检测器。BER 在错误检测器上测量。

使用了两个发射输出摆幅：1000mV 和 1400mV 差分峰峰值。1000mV 是通过 VSC824X 发射器输出（图 3）和 BERTScope 的 DPP 发射器输出（图 4）完成的。 

1400mV 输出幅度仅通过 BERTScope 的 DPP 模块实现（图 4）。发射器的 1400mV 差分峰峰值输出是 KR 的非标准输出，但用于研究电压预算。为了评估独立于电压预算的失真预算，调高幅度很有用。

发射机设置将主抽头设置为值，前光标抽头保持固定，并采用 -11.7dB 去加重，后光标抽头根据表 1 和表 2 中的电子表格进行了变化。 

图 5：具有 8 个零和 8 个一个重复模式的发射器输出波形，以显示前光标和后光标设置

上图 5 和下图 6的波形和数据眼图捕获分别显示了表 1 和表 2 后面的试验 5 的发射器前后光标设置。 

图 6：试验 5 的发射机输出眼图

进行并记录了 13 项不同的试验。发射机输出摆动在 B 点测量，链路误码率 (BER) 在 BERTScope 错误检测器的链路末端测量（下图 7）。   

图 7：设置框图上的 B 点和 D 点

下面的表 1 显示了试验 1-8 的实验室数据，这些数据显示了增强电缆和标准电缆上不同光标后加重设置的链路 BER。

表 1：实验室数据试验 1-8 比较增强型与标准电缆

下面的表 2 显示了试验 1-5 和 9-13，它们显示了所有增强型 20 米电缆，输出发射器幅度为 1000mV 或 1400mV 差分峰峰值，同时改变了光标后强调设置。 

表 2：实验室数据试验 1-5 和 9-13 比较变送器输出摆幅 1000mV 与 1400mV

实验室中使用了两种类型的电缆：标准电缆和增强型电缆。标准是我们在前几年看到的典型电缆，用于 1GbE、2G 光纤通道和 4G 光纤通道，每米损耗约为 2.1dB，并采用螺旋缠绕屏蔽。增强型电缆是根据标准开发的电缆，包括每米约 1.7dB 的更低插入损耗和香烟包裹屏蔽方面的改进。

正如预期的那样，增强型电缆的性能优于螺旋缠绕电缆。在试验 3-5 和 9-13 中，增强型电缆在 20m 处无误差。20m 电缆的标准电缆比特误码率似乎达到约 6.00E-6 BER 的误码本底，作为光标后加重的函数，如下面的图 8所示。  

增强型电缆随着光标后强调的减少而得到改进，表明接收器的灵敏度正在影响链路以获得更高的强调。此电压预算限值显示在试验 1 和试验 2 中。在试验 3-5 中，我们没有出现错误，但是当我们不再强调从 150mV 峰峰值下降到 100 和 50mV 峰峰值的低频时，错误会从接收器中引入。因此，观察观察结果 3 和 4 似乎违反了此处的电压预算。

图 8：光标后加重 (dB) 与链路末端的误码率图表在 20m 电缆上，发射发射外眼开度为 1000mV。由于电压预算的考虑，较少的强调会在增强型电缆上产生更好的链路 BER。 

为了评估独立于接收器灵敏度效应（电压预算）的失真预算，我们在试验 9-13 中使用 BERTScope DPP 模块将 Tx 输出提高到 1400mV 差分峰峰值输出幅度。  

可以看到，6dB 到 16.48dB 之间的去加重值使用 20m 增强电缆产生了无错误的结果。这表明 VSC824X 10GBASE-LRM 接收器在使用 20m 电缆时有很大的余量来处理 10dB 的失真变化。因此，对于 1000mV 差分峰峰值 Tx 输出的失真，人们会期望得到相同的结果。

试验 5 是试验 4 的重复，其中 DPP 发射器被 VSC824X 发射器取代。该试验运行了 20 多分钟，没有出现错误 (< 8.08E14 BER)，显示出与 BER 1e-12 要求的典型行业标准的余量。  

本文不涉及串扰或更长的主机通道注意事项。需要进一步的研究来调查这些对系统的影响。

 
结论

在 10Gbps 数据速率下已经发生了许多技术进步。在主机 IC 和电缆组件上讨论的新技术共同作用以延长 Cu 电缆链路距离。系统供应商一直在寻找 20 米无源铜缆解决方案，本文展示了解决方案的途径。  

总而言之，找到主机发射器、无源铜电缆组件和均衡器接收器之间的组合，将我们引向 10GBASE-KR 发射器、10GBASE-LRM EDC 接收器和增强型铜连接电缆组件。 

通过这种组合，我们可以关闭 BER < 8.08e-14 的 20m Cu 电缆链路。我们在失真预算中看到至少 10dB 的余量，我们可以与低频振幅（电压预算）进行权衡以扩展 FR4 通道。 

随着应用在尝试保持相同的铜电缆长度的同时达到更高的数据速率，我们看到在这些更高的奈奎斯特频率下更多的失真和信号衰减。许多 10GbE 标准中引入了均衡来支持这些应用。这些强大的均衡器重新定义了在受压通道末端为这些应用程序感知的“良好”或“兼容”波形。 

由限制参考接收器组成的系统的传统观点定义了基于开放数据眼图的“良好”波形。对于 EDC（电子色散补偿）参考接收器，完全闭合的眼图可能是一个“良好”波形，因为 EDC 能够打开闭合的眼图。

EDC（如下图 1所示）是一种接收均衡架构，由前馈均衡器 (FFE) 和判定反馈均衡器 (DFE) 组成。它能够适应性地睁开闭着的眼睛。

图 1 ：EDC 架构

FFE 是抽头延迟线结构。每个抽头的权重设置（如图 1 中的w fn所示，其中 n 是抽头编号）决定了该抽头处的信号是放大还是衰减。 然后每个抽头在求和节点处重新组合。 

输入速率是 S/T，其中 T 是位周期，S 是一个整数，等于一个 FFE 输出之前的输入样本数。典型应用的 S 等于 2。延迟线被定义为在每个抽头之间有 T/S 的延迟。FFE 的输出速率为 1/T，即比特率。 

分布式反馈滤波器 (DFE) 也是一种抽头延迟线结构。它的输入是从 FFE 均衡求和节点输出做出的时钟恢复决策。与 FFE 中的 T/S 相比，每个抽头之间的延迟为 T。反馈抽头也有权重设置，如图 1 中的w b n所示，其中n 是抽头编号。这些抽头反馈到求和节点。 

FFE 结构能够消除符号间干扰 (ISI)，但通常会增强过程中的噪声。相反，反馈滤波器用于消除 ISI，同时限度地减少噪声放大。

FFE 和 DFE 的输出进入一个错误通道，该通道使用一种算法来优化每个抽头的权重设置。 

可以使用许多自适应算法（例如均方和迫零）。这种抽头权重的优化创建了一个定制的频率响应滤波器，以抵消受压通道输入波形的影响。

均衡器已达到标准。在 IEEE802.3ap 中，10GBASE-KR 均衡器初建模为 1 抽头 FFE 和 5 抽头 DFE 均衡器，也表示为 (1,5) 均衡器。在 IEEE802.3aq 中，10GBASE-LRM 均衡器被建模为 (14,5) 均衡器。这种“LRM”均衡器是迄今为止为 10Gb 以太网标准化的强大的均衡器。