运算放大器的输出电阻应为零。这是因为运算放大器的输出电阻与负载电阻串联，因此这两个电阻将形成分压器。对于非零输出电阻，这将导致负载输出电压降低。
　　尽管共源放大器被广泛使用，但在这方面它远非理想。它的输出阻抗与 MOS 晶体管的输出电阻处于同一数量级，很容易达到几 kΩ。因此，用另一个具有相对低输出阻抗的放大器来缓冲共源放大器的输出是有用的。

　　进入共漏极放大器。虽然它不像共源极放大器那样常用，但当它放置在运算放大器的输出端时，它就是一个很好的电压缓冲器：其小信号增益约为 1，输出电阻相对较小。这种放大器的输入和输出阻抗在创建振荡器或双端有源电感器时也很有用。

　　图 1 显示了具有理想电流源的基本共漏极放大器。
　　具有理想电流源的基本共漏放大器。
　　图 1.基本共漏放大器配置。
　　如上图所示，共漏极放大器使用栅极作为输入，源极作为输出。由于源极的输出电压“跟随”栅极的输入电压，因此这种配置也称为源极跟随器。漏极与直流电压相连。对于 NMOS，直流电压假定为V DD；对于 PMOS，直流电压为地。
　　在本文中，我们将了解该源极跟随器的大信号特性。后续文章将介绍该放大器的小信号行为。
　　理想电流源的大信号行为
　　为了理解上述电路的大信号特性，让我们看看当V IN从 0扫描至V DD时V OUT会发生什么情况。
　　在扫描开始时，V IN和V OUT都等于 0。只要V IN小于 NMOS 晶体管的阈值电压 ( V TH )，晶体管就会保持截止状态，V OUT将继续为 0。然而，一旦V IN达到阈值电压，晶体管就会导通。
　　晶体管导通时处于饱和状态。  当V DS = V GS – V TH时，NMOS 晶体管达到饱和状态。由于在此配置中V DS = V DD ，并且V DD始终大于V GS – V TH，因此晶体管将在剩余扫描时间内保持饱和状态。

　　一旦晶体管导通，电流源就会强制偏置电流 ( I BIAS ) 通过晶体管。基于此，我们可以计算栅极 - 源极电压，如下所示：VGS = √2IBIASμnCoxWL + VTH　

  　等式 1.

　　在哪里：
　　μ n是 NMOS 晶体管的迁移率
　　C ox是氧化物电容
　　W是晶体管宽度
　　L是晶体管的长度。

　　由于本例中的V GS等于V IN - V OUT，我们可以重新排列该方程来求解V OUT：

    VOUT = VIN ? ??√2IBIASμnCoxWL + VTH??

　　等式 2.

　　从公式 2 中我们可以看出，V OUT在较低电压下跟随V IN。这指出了源极跟随器的一个常见应用，即它可以用作电平转换器。

　　图 2 示出了图 1 中共漏极放大器的大信号特性。由于电路中使用了理想电流源，因此图上的输出电压变为负值。
　　具有理想电流源的共漏放大器的直流特性。
　　图2.图1中共漏极放大器的直流特性。
　　共漏放大器输入电压的适当工作区域由下式给出：
　　VTH ? √2IBIASμnCoxWL ≤ VIN ≤ VDD　　等式 3.
　　更现实的实施
　　由于图 1 使用的是理想电流源，因此它并不代表我们实际实现共漏极放大器的方式。在现实生活中，电流源将通过负载晶体管实现，如图 3 所示。负载晶体管标记为 M2。

　　带 MOS 电流源的共漏放大器。

　　图 3.带 MOS 电流源 (M2) 的共漏放大器。

　　M2 必须处于饱和状态才能正常工作，因此该放大器的大信号特性略有不同。当V OUT  ≥ V BIAS – V TH时，会发生饱和。如果V OUT低于V BIAS – V TH，则 M2 工作在线性区，从而降低源极跟随器的性能。

　　图 4 显示了图 3 的直流特性。

　　带有 MOS 电流源的共漏极放大器的直流特性。
　　图4.带MOS电流源的共漏放大器的直流特性。
　　由于V BIAS必须大于V TH，因此我们的工作范围比理想电流源更有限。利用公式 2 中V OUT与V IN的关系，我们可以定义此版本的共漏极放大器正常工作的V IN范围：
　VGS = √2IBIASμnCoxWL + VTH　　等式 4.