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，而且控制器的反馈环路的带宽必须足够高，以确保响应的快速性。不幸的是，老式的控制器的带宽有限。提高开关频率并无裨益，因为很窄的带宽限制了环路响应。电感不能提供很大的电流阶跃，因此需要更多的大电容。这种设计的成本和尺寸非常大，而且限制了实时输出电压的阶跃响应。新型多相同步控制器可以解决这些问题。它们稳定而高速的反馈回路可以实现尺寸更小、成本更低的设计。有些控制器还支持在较低开关频率下单相工作，从而大大提高低电流和间歇电流条件下的效率。图1：当使用两相电源，adp3207a和adp3419对负载阶跃的响应。若得到恰当的补偿，高带宽控制器可以应对最大的负载阶跃而不会产生振荡。控制器可以通过电感提供更多电流，因此从大电容上取走的电荷量更少。新型的控制器可以快速响应电流瞬态，并同时导通多个相，增加可用的负载电流而无需增加大电容。控制器可以处理很大的负载阶跃，从而让电感、电容和mosfet的选择简单易行。确定电感值每相数百khz的开关频率可以保证设计在开关损耗、纹波和输出滤波器的尺寸等方面取得良好平衡。输出滤波器中的电感值取决于纹波要求而非输出电压。
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sfet便成了唯一选择。来自主电流和纹波电流的功率耗散是同步mosfet功率损耗的主要组成部分。如果逆传输电容在开关节点变为高电平时将足够多的电荷耦合到栅极上，同步mosfet可能会意外导通。这会导致主器件和同步器件同时导通的直通现象(shoot-through)。为防止这种情况出现，可以使用一个反馈电容，并使它与同步器件上输入电容的比值为1:10或者更低。同步mosfet的关断时间应该小于每相的mosfet驱动器的非重叠死区时间(dead time)。举例来说，adi公司的adp3419 mosfet驱动器的输出阻抗为1.5ω，其典型的死区时间为45ns。如果使用一个典型栅电阻为1ω的mosfet，并让rc时间常数小于45ns，则总的栅电容值的上限为9,000pf。当使用两个并联mosfet时，每个栅电容应该小于4,500pf。高压端的mosfet要求能承受导通电流和开关损耗所产生的功耗。开关损耗来自于开关的导通和关断，因此这些fet的输入电容值必须小于同步mosfet的输入电容值。需要注意的另一问题是每一相驱动电路的损耗。每个驱动器的总待机功耗加上提供栅电

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