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SOP16/1139+
公司100%全新原装现货
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TSSOP20/0551+
进口原装现货
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MP100LGN-Z
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10A BRIDGE RECTIFIER
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计， 但其振荡频率受电源电压变化的影响较大， 文献[ 1] 中所提出的方案虽然有较大改善， 但它采用了大的集成电阻， 这不仅增大了芯片面积， 而且集成电阻阻值随工艺偏差很大， 还会进一步增大环振输出频率的不稳定性。文献[ 2] 所提出的改进型环形振荡器电路频率稳定度高， 适用于电源电压变化较大的集成电路系统， 但它采用了耗尽型mos 管， 增加了电路的成本， 不利于商业开发。本文所设计的主振荡器采用如图2 所示的环形振荡器结构。vc1, vc2 分别为过压保护电路， pwm 比较器的输出信号， mp10和mp11 为带隙基准提供的镜像电流， 合理的控制镜像电流和电容c1 , c2 的大小， 即能够使主振荡器在1. 9~ 8 v 的v dd区间输出350 khz 左右较稳定的振荡频率。 3 辅助振荡器的设计 文献[ 3] 中提出的辅助振荡器电路也采用环形振荡器结构， 它利用亚阈值导通的原理， 使得起振电压降至0. 8 v, 但是这个辅助振荡器在0. 8~ 1. 9 v 的vdd区间里频率变化很大， 会在电路启动阶段造成很大的浪涌电流， 造成系统的不稳定。 图2 主振荡
降一定，cs端电压增加了vcs后，r4上的电压也增加vcs,r5上的电压也应该增加vcs.这就要求r5上的电流增加vcs/r5,由于i6保持不变，则应该使i3增加vcs/r5.vcs为电感电流作用于一个小的采样电阻上产生的压降，vcs的变化情况反映了电感电流的变化情况，且vcs变化大小完全正比于电感电流的变化大小。假设采样电阻为rs,电感电流的斜率为k,则i3的斜率为krs/r5.设电感电流的上升斜率和下降斜率分别为k1与k2,对应的i3的斜率分别为k1rs/r5和k2rs/r5.电流叠加模块由mp10、mp11、r3和q3组成。从图2可以看出，vslope比电容c1上的电压高一个vbe,而在图3中又下降了一个vbe后作用于r2上，相当于电容c1上的电压直接作用于电阻r2上。结合（2）式，电流i2的斜率m1为： 电流通过镜像又作用于电阻r3之上，即可得到补偿的斜率m: mp11上的电流为采样电路的采样放大电流，此电流作用于电阻r3上，可得到此电压的斜率m′： 电感电流的下降斜率经过采样电路后转换为： 由文献[3]~[4]可知，为保证电路不发生次谐波振荡，
为使低压管能在高压输入中也正常工作，电压镜采用了高低压器件混用的共源共栅结构。mp1、mp2、mn1和mn2为低压管；mp3、mp4、mn3和mn4为高压管。一方面，高压管作为共源共栅器件增大了输出电阻；另一方面，它承受了大部分压降，以保护低压管不被击穿。不过，共源共栅结构带来另一个问题。串联电阻r2令mp2和mp4之间的次极点更靠近原点，使系统变得不稳定。为消除该极点带来的影响，在共源共栅结构的输出端加入补偿电阻r5和电容c,引入一个零点并使主极点更低。 高压管mp5~mp10为匹配电流源的输出级，主要起隔离缓冲的作用，电流镜结构避免了增加新的极点。分流结构mp7、mp8将mp5始终偏置在饱和区，从而允许流过mp9与mp10的电流最低降至0 a,使电路在空载时可以输出地电压，为芯片的进一步设计提供了方便。 p1~p12为保护管，防止低压管因漏源或栅源电压过高而被击穿。 高压管mp11、mp12、mn7与r4构成了电压补偿电路。在前述的工作原理中，电路通过将电流限制在阈值imax和imin间周期变化达到恒流控制的目的。其中电源向电感的充、放电过程中，充电速率
电压，调节其输出电流来跟踪负载，从而使低压差线性稳压器的输出电压稳定。 2．3 上电复位电路 射频标签供电电源建立成功后，必须给电子标签中的数字电路提供一个启动信号来使电路处于stand by状态，等待数据帧的开始。这个启动信号由上电复位电路提供。 上电复位电路结构如图4所示。 工作原理如下：随着电源电压vdd的升高，由于c1和反相器中4个长沟道pmos的延迟作用，使得采样电路输出的低电压vb经过反相器得到的c点电压vc与电源电压vdd之间的压差大于晶体管mp10的阈值电压，且能为c2赢得足够的充电时间。当充电到电容c2上的电压ve大于整形电路第一个反相器中晶体管mn6的阈值电压时，晶体管mn6导通，输出电压vf翻转为低电平。再经过反相，在整形电路的输出端可以得到复位信号的上升沿。充电完成后，紧接着c2通过晶体管mn；放电，通常放电速度比充电速度更慢。当放电到c2上的电压小于晶体管mn6的阈值电压，晶体管mn6截止，输出电压vf翻转为高电平，此时在整形电路的输出端得到复位信号的下降沿。 2．4 解调电路 对于超高频rfid标签芯片的ask解调
可由opa、mn2和r5产生。由于opa的增益很高， 因此， vref与v5之间的电压差可以忽略不计。 由于存在沟道调制效应， mp11和mn10的电流会受到源漏电压的影响， 因此， 对电容的充放电电流不再与电源电压呈线性关系。本设计中，电流镜采用cascode结构可以稳定mp11和mn10的源漏电压， 降低对电源电压的敏感程度。从交流角度看， cascode结构提高了电流源(层) 的输出电阻， 减小了输出( 入) 电流的误差。mn3、mn4、mp5 用于为mp12 提供偏置电压。mp8、mp10、mn6则可为mn9提供偏置电压。 2.3 逻辑控制部分 触发器的输出clk和clk为相位相反的方波信号， 可用来控制mp13、mn11与mp14、mn12的开启和关断。mp14和mn11作为开关管， 其作用相当于图1中的sw1和sw2。mn12和mp13作为辅助管， 其主要作用是减小充放电电流的毛刺，消除三角波的尖冲现象。尖冲现象主要是由于mos管状态转换时的沟道电荷注入效应所引起的。 假设去除mn12和mp13， clk从0跳变到1时，mp14由导通到关闭状态， 同时迫使m
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