图1 采用开关电源驱动LED阵列的基本电路

　　（1）选择电路拓扑结构
　　白光LED应用于汽车前照明灯时，在输人电压的限制（UBAT＝9 Umin）和阵列的正向压降（2×UF（max）＝8.0V，UF（max）＝4V，IF＝350mA）确定后，采用降压拓扑来满足这些要求是合理的。其他驱动白光LED的方法是用开关方式产生稳定电压，然后通过脉冲宽度调制方式调节流过白光LED的电流。在白光LED到开关的路径上，需要串联一个限流电阻，以避免流过的电流过大，但这个串联电阻产生的功率损耗会导致效率降低。

　　简化的降压调节器电路如图2所示，在该电路中，考虑到开关电源的电感工作于电流连续模式，通过电感的电流波形如图3所示，所以调节负载电流并向负载提供所需的驱动功率是电路设计的主要目标，设计中的输出电压不是重点考虑的参数，因输出电压会随着白光LED阵列而改变，因而不需要像传统稳压电路一样考虑这个电路的稳压特性。当电感进行充电并且向白光LED阵列提供能量时，输出电容在此期间提供电流。

　　图2 简化的降压调节器电路图

　　图3 电流连续模式下流过电感中的电流波形

　　（2）选择控制器
　　采用降压模式DC／DC变换器驱动LED的电路如图4所示，在该电路中，DC／DC变换器（ZXSC310）以降压模式工作。通过增加R2的值可提供更高的系统电压，如要得到24V的电压仅需将R2值改为2.2kΩ即可。同时电容C1也需有更高的额定电压。电路的基本工作原理如下：当VT1导通时，电流流过白光LED、电容C2和电感L2。当R1两端的压降达到ISNNSE引脚的阈值电压时，VT1关断并保持一个固定时间，电感中的能量流过VZ1和白光LED。经过这个固定时间后，VT1重新导通，如此循环往返。

　　图4 使用降压模式DC／DC转换器驱动LED的电路

　　（3）电路工作原理分析
　　在如图4所示的电路中，开关VT1在一个固定时间TON内导通，在VT1导通期间，ZXSC310将在IENSE引脚上检测到19mV的电压（标称值），达到此阈值电压时VT1流过的电流为19mV／R1，称为IPEAK。

　　当VT1导通时，电流从电源流出，流过串联的白光LED。假设白光LED的正向压降为UF，则剩下的电源电压将全部落在L1上，称为UL1，并使L1上的电流以di／dt＝UL1／L1的斜率上升。其中di／dt的单位为A／s，UL1的单位为V，L1的单位为H。

　　VT1与R1上的压降可忽略不计，因为VT1的导通电阻RDS-ON很小，且R1上的压降总是小于19mV。19mV是VT1的关断阈值电压，它是依据ISENS，，引脚的阈值电压设置的。
          
　　由于将UIN减去白光LED的正向压降可得到L，两端的电压，故可算出TON。因此，如果L1较小，则对于同样的峰值电流IPEAD及电源电压UIN，Ton亦较小。在电感电流上升到IPEAK的过程中，电流流过白光LED，因此白光LED上的平均电流等于TON上升期间及TOFF下降期间的电流之和。

　　DC／DC变佤器（ZXSC310）的TOFF在内部被固定为1.7μS（标称值），如果用该值来计算电流斜坡，则其最小为1.2μs，为3.2μS。

　　为尽量减少传导损耗及开关损耗，TON不能比TOFF太多。过高的开关频率会造成较高的du／dt，因此SC310的工作频率为200kHz。假设固定TOFF为1.7μs，则TON最小值为5μs－1.7μS＝3.3μS。这不是一个限制值，ZXSC310也可在该频率的2～3倍下工作，但其转换效率会降低。

　　在TOFF期间，储存在电感中的能量将被转移到白光LED中，只在肖特基二极管上有一些损耗。如果TOFF除好是电流达到零所需的时间，则白光LED中的平均电流将为IPEAK／2。实际上，电流可能会在TOFF之前达到零，平均电流将小于IPEAK／2，因为在这个周期里有一段时间白光LED的电流为零，则称ZXSC310进入了“非连”工作模式。如果经过1.7μS后电流没有达到零，而是下降到Imin，贝刂称ZXSC310进入了“连续”工作模式。白光LED电流将在Imin与IPEAK之间上升和下降（di／dt斜率可能不同），此时平均白光LED的电流为Imin与IPEAK的平均值。

　　若已知输入电压为稳定的12V直流，需驱动3个功率为1W的白光LED（需要340mAェ作电流），即可参考如图4所示的电路进行设计。

　　电源输入电压UIN＝12V，白光LED的正向压降UF＝9.6V，UIN＝UF十UL1。因此，UL1＝12V－9.6V＝2.4V，ZXSC310的ISENSE引脚电压为USENSE=34mV。

　　峰值电流＝USENSE／R1＝34mV／50mΩ＝680mA，此处的R1就是RSENSE。

　　在上述等式中，近似认为在整个电流上升与下降期间白光LED的正向压降不变。事实上它会随电流升高而，但按上述公式计算结果选用的器件，在实际应用电路中其值均在所允许的容差范围内。此外，UIN与UF之间的差值小于它们中的任何一个，所以6.2μs的上升时间将基本上取决于这些电压值。对于9.6V的白光LED正向压降及300mV的肖特基二极管正向压降来说，从680mA下降到零的时间为

　　由于TOFF一般为1.7μS，所以电流有足够的时间降到零。尽管1.5μS已相当接近1.7μS，但因为器件的容差，线圈电流可能不能降到零，但残余电流会很小。由于电流可能永远都不会超过IPEAK，所以即使电流从一个有限值开始导通（连续模式），其值也不会超过IPEAK，于是白光LED电流将近似等于680mA与0的平均值，即340mA。它并不是严格意义上的平均值，因为有200ns的时间内电流为零，但与IPEAK及器件容差相比，平均值的误差非常小。

　　（4）电路设计计算
　　在TON期间（假设为非连续工作模式），电源的输入功率等于UIN×IPEAK／2，因丐电源的平均输入电流等于该电流乘以TON相对于整个周期时间的比值。

　　从式（3－25）可看出平均电源电流是如何在较低电压下随着TON相对于固定的1.7μS的增加而增大的。这是符合功率原理的，因为当电源电压较低时，固定（或近似固定）的白光LED功率需要更多电源电流才能获得相同功率。而储存在电感中的能量等于从电感转移到白光LED的能量（假设为非连续工作模式）。因此，当输入电压与输出电压的差别变得更大时，从电感转移到白光LED的能量比白光LED直接从电源获取的能量更大。如果能计算出使电流正好在1.7μS时达到零的电感值L1及峰值电流IPEAK，则白光LED的功率将不会太依赖于电源电压，因为此时白光LED中的平均电流总是近似为IPEAK／2。

　　随着电源电压的增加，达到IPEAK所需的TON将减小，但白光LED的功率基本恒定，且在TON期间只吸取从零至／max的电源电流。电源电压越高，TON占整个周期的比例越小，所以较高电源电压时的平均电源电流亦较小，这样就保持了功率和效率的恒定。

　　肖特基二极管的正向压降会使效率降低。例如，假设白光LED的UF为6V，肖特基二极管的UF为0.3V，则从电感转移过来的能量的效率损失为5％，即肖特基二极管的正向压降UF与白光LED正向压降UF之比（0.3V／6V）。在TON期间，肖特基二极管不在电流回路中，故不会引入损耗，因此整个效率损失比取决于TON与TOFF之比。对于TON占整个周期的大部分的低电源电压来说，由肖特基二极管导入的损耗并不大。当白光LED电压较高（多个白光LED串联）时，肖特基二极管导入的损耗也不大，因为此时肖特基二极管的正向压降在整个压降所占的比例很小。