470PF/50V,0402
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进行适当的权衡。本应用笔记中，力图在整个频带范围内保持恒定增益，并将噪声系数降至最低。为了达到这一目标，不得不牺牲输入回波损耗的性能。lna输入采用t型匹配网络，以提供宽带匹配；同时在lna输入需要一个隔直流电容。 图1所示为最终电路，表1给出了元件列表。图1. max2640针对470mhz至770mhz isdb-t应用的调谐电路表1. max2640针对470mhz至770mhz isdb-t应用的评估元件列表 designator description c1 470pf ceramic cap (0603), murata grm1885c1h471ja01b c2 15pf ceramic cap (0603), murata grm1885c1h150ja01b c3 10µf ceramic cap (1206), avx taja106d010r c4 470pf ceramic cap (0805), murata grm40cog471j50v c5 3.9pf ceramic cap (0603), m
波级可以视为双极的5v/v非反相增益级。若噪声为40khz，确保振幅偏差不会超过1 lsb的放大器增益带宽可以利用以下的公式计算出来：(40khz×5)/0.0156 = 12820khz ≈12.8mhz若放大器的-3db点已定，上述公式中的分母(即0.0156)是确保准确度可达13位的实际带宽。由于lmp7711高精度放大器的增益带宽高达17mhz，而且偏移电压的典型值为20μv，因此最适合这类滤波系统采用。a3放大器的输出与模拟/数字转换器的开关电容器输入之间加设了一个180ω的电阻及另一470pf的电容器，以便将两者分隔开，也为抑制假信号的滤波器添加另一偏振极。图3显示低通滤波器的预计响应。 图3 低通滤波器的预计响应 adc121s021是一款设有串行外围接口(spi)的12位、200ksps单端输入转换器。型号为lm4140acm-4.1的另一款高精度电压参考电路可为这款模拟/数字转换器提供电压参考，并为滤波放大器提供偏压，并设置滤波器的偏置电压为模拟/数字转换器输入电压范围的一半。传感器的输出属于交流电信号，而中度的电平偏移可将信号转移到模拟/数字转换器输入电压范围内的中央位置
波级可以视为双极的5v/v非反相增益级。若噪声为40khz，确保振幅偏差不会超过1 lsb的放大器增益带宽可以利用以下的公式计算出来：(40khz×5)/0.0156 = 12820khz ≈12.8mhz若放大器的-3db点已定，上述公式中的分母(即0.0156)是确保准确度可达13位的实际带宽。由于lmp7711高精度放大器的增益带宽高达17mhz，而且偏移电压的典型值为20μv，因此最适合这类滤波系统采用。a3放大器的输出与模拟/数字转换器的开关电容器输入之间加设了一个180ω的电阻及另一470pf的电容器，以便将两者分隔开，也为抑制假信号的滤波器添加另一偏振极。图3显示低通滤波器的预计响应。 图3 低通滤波器的预计响应 adc121s021是一款设有串行外围接口(spi)的12位、200ksps单端输入转换器。型号为lm4140acm-4.1的另一款高精度电压参考电路可为这款模拟/数字转换器提供电压参考，并为滤波放大器提供偏压，并设置滤波器的偏置电压为模拟/数字转换器输入电压范围的一半。传感器的输出属于交流电信号，而中度的电平偏移可将信号转移到模拟/数字转换器输入电压范围内的中央位置
，反过来也就提高了热性能。电路如图5所示。 图5 采用肖特基二极管提高热性能的电路 电路及地的布线图示例 由于udn2916lb是一种斩波式电源驱动ic，设计时需要特别注意周围地的布线。可独立作为模拟地和数字地单点连接，也可用低阻抗的大面积敷铜板做为地，如图6所示。 图6 电路及地的布线图示例 应用电路 图7是udn2916lb的应用电路。 图7 udn2916lb应用电路 图7电路中所使用的器件参数如下。 ic：udn2916lbc1：100μf/35vc2：0.1μfc3：470pf，npoc4：470pf，npoc5：4700pfc6：4700pfr1：56kω(1%) r2：56kω(1%)r3：12kωr4：1kωr5：1kωr6：1.43ω(1%)，1wr7：1.43ω(1%)，1wd1：11eqs06(肖特基二极管，2a)d2：11eqs06(肖特基二极管，2a)d3：11eqs06(肖特基二极管，2a)d4：11eqs06(肖特基二极管，2a) 流经马达的工作电流理论设定值=5/(10×1.43)=350ma。正常控制输出电流波形见图8。图中的方波1是电机的
初级电感电流通过插入一个与开关q的源极串联的以地为参考的取样电阻rs转换成电压。此电压由电流取样输入端（3 脚）监视并与来自误差放大器的输出电平比较。在正常的工作条件下，初级电感电流峰值由误差放大器的输出 u e控制，满足： 电流检测比较器反向输入端箝位电压为1v，因此初级电感电流峰值限制为： 取rs 为0.33ω，在rs 和3 脚之间，常用r、c 组成一小的滤波器，用于抑制功率管开通时产生的电流尖峰，其时间常数近似等于电流尖峰持续时间（通常为几百纳秒），取r为1kω，c 为470pf。 3.5 同步整流管驱动电路设计 同步整流管选用ir 公司的irf3205 型n 沟道功率mosfet，漏源击穿电压u（br）dss=55v，漏极电流id=110a（25°c），最大栅源电压ugs（max）=±20v，开通电压ugs（th）=4v，导通电阻rds（on）=0.008ω。同步整流驱动电路的设计主要集中在电流互感器t2 的设计上。电流互感器磁环型号选用r10， ae = 7.83×10-6 m2 ，磁芯材料选用n30，bmax=0.2t。绕组n1 由于流过的电流比较大
，反过来也就提高了热性能。电路如图5所示。 图5 采用肖特基二极管提高热性能的电路 电路及地的布线图示例 由于udn2916lb是一种斩波式电源驱动ic，设计时需要特别注意周围地的布线。可独立作为模拟地和数字地单点连接，也可用低阻抗的大面积敷铜板做为地，如图6所示。 图6 电路及地的布线图示例 应用电路 图7是udn2916lb的应用电路。 图7 udn2916lb应用电路 图7电路中所使用的器件参数如下。 ic：udn2916lbc1：100μf/35vc2：0.1μfc3：470pf，npoc4：470pf，npoc5：4700pfc6：4700pfr1：56kω(1%)r2：56kω(1%)r3：12kωr4：1kωr5：1kωr6：1.43ω(1%)，1wr7：1.43ω(1%)，1wd1：11eqs06(肖特基二极管，2a)d2：11eqs06(肖特基二极管，2a)d3：11eqs06(肖特基二极管，2a)d4：11eqs06(肖特基二极管，2a) 流经马达的工作电流理论设定值=5/(10×1.43)=350ma。正常控制输出电流波形见图8。图中的方波1是电机的相位
视为双极的5v/v非反相增益级。若噪声为40khz，确保振幅偏差不会超过1 lsb的放大器增益带宽可以利用以下的公式计算出来： (40khz×5)/0.0156 = 12820khz ≈12.8mhz 若放大器的-3db点已定，上述公式中的分母(即0.0156)是确保准确度可达13位的实际带宽。由于lmp7711高精度放大器的增益带宽高达17mhz，而且偏移电压的典型值为20μv，因此最适合这类滤波系统采用。a3放大器的输出与模拟/数字转换器的开关电容器输入之间加设了一个180ω的电阻及另一470pf的电容器，以便将两者分隔开，也为抑制假信号的滤波器添加另一偏振极。图3显示低通滤波器的预计响应。 图3 低通滤波器的预计响应 adc121s021是一款设有串行外围接口(spi)的12位、200ksps单端输入转换器。型号为lm4140acm-4.1的另一款高精度电压参考电路可为这款模拟/数字转换器提供电压参考，并为滤波放大器提供偏压，并设置滤波器的偏置电压为模拟/数字转换器输入电压范围的一半。传感器的输出属于交流电信号，而中度的电平偏移可将信号转移到模拟/数字转换器输入电压范围内的中央
可以视为双极的5v/v非反相增益级。若噪声为40khz，确保振幅偏差不会超过1 lsb的放大器增益带宽可以利用以下的公式计算出来： (40khz×5)/0.0156 = 12820khz ≈12.8mhz 若放大器的-3db点已定，上述公式中的分母(即0.0156)是确保准确度可达13位的实际带宽。由于lmp7711高精度放大器的增益带宽高达17mhz，而且偏移电压的典型值为20μv，因此最适合这类滤波系统采用。a3放大器的输出与模拟/数字转换器的开关电容器输入之间加设了一个180ω的电阻及另一470pf的电容器，以便将两者分隔开，也为抑制假信号的滤波器添加另一偏振极。图3显示低通滤波器的预计响应。 图3 低通滤波器的预计响应adc121s021是一款设有串行外围接口(spi)的12位、200ksps单端输入转换器。型号为lm4140acm-4.1的另一款高精度电压参考电路可为这款模拟/数字转换器提供电压参考，并为滤波放大器提供偏压，并设置滤波器的偏置电压为模拟/数字转换器输入电压范围的一半。传感器的输出属于交流电信号，而中度的电平偏移可将信号转移到模拟/数字转换器输入电压范围内的中央位置
运算放大器的输出电阻。 由图3看出，该振荡电路十分简单，其基本结构在以下的振荡器中将会用到。 4.rc振荡器 图4是由运算和rc元件组成的振荡器，其特点是振荡频率范围宽：1hz～200khz，电路调试简单。 电路中的a1、a2为运算放大器，余下的元件为电阻r和电容器c。电路参数选择原则是所有电阻和电容（ct除外），选择均相等，此时的电路振荡频率f0=1/2πrc。 电路中的ct（2～22pf）为可调电容器，作用是可使振荡器的波形畸变最小。 读者有兴趣时，可设r和rload为10kω，c为470pf的参数值制作振荡器，振荡频率可按上述公式计算。
lhe， 具有0mm至10mm短电气行程的线性位置霍尔效应传感器 （3）wsms3124仪表分流电阻，采用3124尺寸封装的vishay新款power metal strip 仪表分流电阻具有100 的超低阻值和3w的功率 （4）m83401电阻网络，通过mil-prf-83401认证的单片在线路薄膜电阻网络，可提供6、8和10引脚的封装形式，具有±25ppm/℃的tcr和±0.05%的严格比例容差 （5）vj hvarc guard 表面贴装x7r mlcc，最小容量提高至470pf （6）th4钽电容器，hi-tmp tantamount 表面贴装固态模压片式钽电容器具有+175℃的高温性能及提供三种标准外形尺寸 vishay产品的优势：长寿命、高可靠性、小尺寸、通过安全认证、高功率密度、最佳的性能。vishay是一家生产可靠性极高的分立器件和无源器件的厂商，并且大量应用在军工、航空领域。vishay注重创新并恪守产品质量的承诺，使我们能和领先的军工和航天客户建立一个稳定的关系。vishay制造业界最广泛的军工级电阻和电感产品线，也提供元器件-包括一些半导体
470pf＋15k？请问选用470pf的电容和15k的电阻可以吗？是选用unbuffered模式吗？差模信号之间的电容用104的合适吗？
两位有效数字乘以十的几次幂470 与 470pf 是不一样的。470pf 标注成“两位有效数字乘以十的几次幂”的格式 将是 “471”“两位有效数字乘以十的几次幂”的格式“470”表示47乘以10的0次幂=47，单位是pf.在电路板空间够大的前提下，我习惯数值少于100pf 的电容直接写容量，附加说明。例如33p、1p5(即1.5pf,写成1p5是为了避免小数点印刷不良造成误读数)。楼主应该是刚接触电子元件。类似这样的电阻电容电感数值标注已经沿用n年。这方面的课外书多看看，有益有建设性。或者搜索一下21ic的旧帖也会发现的。
c95108来做信号逻辑控制,仪表的通讯采用的是485,在输出之前经过了光偶隔离(6n137),光偶出来就是max1487,然后就是485的a/b/地接到仪表外面的端子上;但是在对仪表进行输入/输出耐压试时候,发现在输入电源和通讯输出的端子之间加ac 2kv时候,xc95108就被打坏了…经过实际检测,发现是xc95108的+5v和gnd之间短路了(估计是被击穿了),我的电源是ac220v输入,经过自制的开关电源(相互隔离的3路+5v输出,开关电源输出主回路的gnd和仪表外壳之间跨接一个3kv 470pf的耐压电容),而且总了两次试验,每次都把xc95108打坏了,恳请各位指点啊…谢谢!
是我计算不对还是datasheet不对？求教mc33063问题。我根据mc33063的datasheet里的公式（如下图）计算datasheet里提供的参考设计电路（step down的那个），结果发现lmin＝1122μh，远大于参考电路图中的220μh，而且根据参考电路中的ct＝470pf计算出f=31.81khz,这个频率也太小了吧？！请高手赐教！
是我计算错误？mc33063的电感电容到底如何计算？我根据mc33063的datasheet里的公式(文档后部分有一张表)计算datasheet里提供的参考设计电路（如下图），结果发现lmin＝1122μh，远大于参考电路图中的220μh，而且根据参考电路中的ct＝470pf计算出f=31.81khz,这个频率也太小了吧？！请高手赐教！
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