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基于FPGA动态信号产生器设计
该芯片的核心电压为1．5 v，采用o．13 μm，全铜技术制造，最大寄存器容量达到7 mb。 3．3．2 数字模拟转换芯片的选择相位累加器的位数为14位，所以d／a转换器件的位数也必须是14位的。经过选择比对，ad公司的ad9754数／模转换器件可以满足要求。该数／模转换器具有14位精度，最大调整率为125 msps，片上集成了两级输入寄存器和参考电流源，所以设计电路简单，操作灵活，只需要较少的外部元器件就可以完成数／模转换功能。ad9754为电流型输出器件，需要进行电流电压转换。拟用ad公司ad9631运算放大器完成电流电压转换功能，该运放的单位增益带宽在大信号情况下为175 mhz，在小信号情况下更宽。供电电压为±5 v，输出摆率为1 300 v／μs。 3．4算法设计软件设计主要包括配置fpga、计算波形数据和频控码数据。同时软件还要完成监控显示任务。软件开发用vc++，操作系统用windows nt。由软件计算频控码并通过串口发送到fpga的ram中。波形数据可以以初始化文件形式写入fpga的ram中，可写入正弦波、三角波、方波等波形，还可写入各种调制波形。不同的波形数据用函数发生器地
基于AD604的超声衰减补偿电路
gain compensation）深度时间增益补偿电路，即用一定的电压曲线来控制放大器的增益，以使得不同深度下的超声回波能够获得不同的放大倍数，从而起到补偿作用。图4所示是一个用ad604驱动ad9050（10-bit，40msps的adc）的医用超声增益补偿电路。当ad7226 d/a转换器与其它微处理器接口时，应将读入的放大倍数数字量转换为模拟量，然后把这个模拟量作为ad604的增益控制信号输入（即与其vgn端相连），从而实现增益的控制。经过ad604衰减补偿的信号，再经过滤波器及ad9631（低畸变、低噪声、高速运算放大器）后即可成为adc的有效输入。运算放大器的输出和adc的自偏输入在进行交流耦合后，即可由ad9050 a/d转换器进行采样速率为40msps的模数转换。该方案解决了医用超声软组织测量过程中由声程导致的回波信号的非线性补偿问题。与传统的分立元件电路相比，该方案具有电路简单、tgc控制信号稳定可靠以及调节灵活等特点，能准确地补偿超声波在人体内的衰减，从而为控制系统实现高速数字化提供一个新的可靠方法。参考文献:[1]. ad604 datasheet h
基于数字中频和DSP的自适应数字陷波器设计
9042提供40.096msps的采样时钟。ad9042采样后的结果通过并行的数据线输出给数字下变频器ad6620。ad6620的时钟由ad9042提供。中频处理部分该部分的主要功能模块有：抗混叠滤波器saw851547、adc (ad9042)、数字下变频芯片(ad6620)等。其中ad9042在单一的+5v电源下工作，可以对双极性模拟信号进行数字化处理；其具有模数转换所需的全部功能，且片内含有跟踪保持电路和参考电压。为了获得最大可能的动态范围，还需要选择能驱动ad9042的放大器,如ad9631等。可编程数字下变频器ad6620主要包括4个信号处理模块：一个频率变换器、两个数据抽取滤波器(cic2和cic5)和一个可编程滤波器。它的主要功能是提取窄带信号并把它转换到基带，并以并行方式输出。首先，输入中频数字信号与正交本振信号相乘下混频，然后i、 q两路信号分别经过高抽取滤波器cic2和cic5, fir滤波后，经过输出数据模式转换后输出。系统逻辑控制及初始化该部分主要完成系统的控制逻辑以及对ad6620的初始化。在系统正常工作前，需要将大量的数据写入ad6620的控制寄存器
超声衰减补偿的典型应用电路设计与实现
gain compensation）深度时间增益补偿电路，即用一定的电压曲线来控制放大器的增益，以使得不同深度下的超声回波能够获得不同的放大倍数，从而起到补偿作用。图4所示是一个用ad604驱动ad9050（10－bit，40msps的adc）的医用超声增益补偿电路。当ad7226 d／a转换器与其它微处理器接口时，应将读入的放大倍数数字量转换为模拟量，然后把这个模拟量作为ad604的增益控制信号输入（即与其vgn端相连），从而实现增益的控制。经过ad604衰减补偿的信号，再经过滤波器及ad9631（低畸变、低噪声、高速运算放大器）后即可成为adc的有效输入。运算放大器的输出和adc的自偏输入在进行交流耦合后，即可由ad9050 a／d转换器进行采样速率为40msps的模数转换。该方案解决了医用超声软组织测量过程中由声程导致的回波信号的非线性补偿问题。与传统的分立元件电路相比，该方案具有电路简单、tgc控制信号稳定可靠以及调节灵活等特点，能准确地补偿超声波在人体内的衰减，从而为控制系统实现高速数字化提供一个新的可靠方法。来源:lili
一种12位双通道高速数据采集处理系统
水线式结构,前三级每级包括一个连接到开关电容器dac、级间剩余放大器mdac的闪烁式a/d,第四级只包括闪烁式a/d。闪烁式a/d是目前转换速率最快的adc。ad9224采用多级流水线结构对输出错误进行逻辑纠正,以保证在整个工作范围内不失码,其数据以二进制形式输出,并带有信号溢出指示位。ad9224在+5v电源下功耗较低,为376mw。其微分非线性误差为0.7lsb,信噪比和失真率为67.5db。 ad9224的输入可以是单端或差分方式。本设计采用的是交流耦合单端输入方式。信号经过由放大器ad9631和并联电容组成的电路后被偏置为关于avdd/2（2.5v）对称的正弦波,c1和c2由0.1μf的陶瓷电容和10μf的钽电容并联,电容和电阻共同组成了一个高通滤波器。图3所示为a/d部分的电路设计图。 2 数据缓存 a/d采样一点转换一点。由于本系统的采样速率高达几十msps,如果存储控制系统不能及时接收数据的话,则上次转换的数据马上就被下一个数据所覆盖,很容易造成数据混乱。一般常用的dma控制器所能达到的传输速率约为5mb/s,即使是高性能的dsp芯片tms320c32,其自

AD9631
宽带宽，G=＋1，小信号：320MHz，250MHz，大信号：(4V 峰-峰值)175MHz，180MHz；超低失真(SFDR)，低噪声：－113dBc(典型值)，在5MHz时－95dBc(典型值)，在20MHz时－72dBc(典型值)，在25MHz时46dBm三阶截取，7.0nV/√Hz光谱噪声密度；高速：转换率1300V/μs，16ns建立时间(达0.01%)，2V阶跃，±3～±5V电源操作，17mA电源电流

[分享]用ATmega128控制的多道脉冲幅度分析系统
、高速模数转换电路、存储器扩展电路及usb接口电路组成。系统结构框图如图1所示图1 多道分析系统结构框图γ射线探测器由用(φ40×40)mm nai(tl)晶体，它和pmt（光电倍增管）及前置放大器封装一体，输出与被探测能量成正比的电压脉冲程控放大后，经阈值电路后进入峰值保持电路。在atmega128控制下，完成高速模数转换，送入扩展存储器。待pc机发出读取数据指令，将采集到的数据通过usb接口传输给pc机。2.1 程控放大及阈值电路程控放大电路采用高速（带宽为170mhz）、低漂移的运算放大器ad9631，通过atmega128调整具有i2c总线接口x9241m（数字电位器）输出电阻，改变其放大倍率。主要目的是定期测量标准放射源特征峰(如137cs的特征峰是662kevγ射线的全能峰)的峰位变化—峰位漂移的“道数”，调整其倍率稳定特征峰峰位[4]。阈值电路由高速精确的电压比较器ad790（响应时间为45ns）、x9241m及基准源组成，atmega128调整x9241m输出电阻设定其下限阈值电压，剔除探测器输出的低噪声信号。
电子20问(转载）新手老鸟都来学习吧
的一半，即0.05%；12位adc要求稳定到1/4096的一半，即0.01%；14位adc则要求更高的精度。建立时间绝大多数都规定达到0.1%和0.01%。虽然增大满度信号范围会增大lsb的量值，使问题比较容易解决，但是对于高频系统却是一种不可采纳的方法。大多数高频adc满度信号为1v，最高为2v。对于10位dac，在满度信号为1v的情况下，lsb大约是1mv；对于12位adc，lsb大约是250μv。为了能够测量满度变迁情况下的稳态特性，其动态范围必须达到4个数量级。新型运算放大器(例如ad9631和ad9632) 的建立时间减小到20～10ns范围内，测量这样短的建立时间非常困难。问：如何测量建立时间?答：近年来要求用一个快速、精密信号源(通常称作平顶波发生器)来驱动运算放大器已成为测量建立时间的关键问题。顾名思义，这种平顶波发生器，to时刻在两个已知幅度之间应该有一个很陡的阶跃和最小的上冲(或下冲)，使之在测量时间的有效范围内保持“ 平坦”。这里所谓的“平坦”是指与dut的建立时间测量误差相比非常平坦。为了确保运算放大器的任何输出信号完全能跟得上阶跃响应，而不是输入信号阶跃跳变

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