便携式动态心电信号数据采集器

出处：catdriver 发布于：2007-11-27 10:05:27

摘要：便携式动态心电信号数据采集器是现代动态心电图分析系统的重要组成设备。介绍以单片机为的智能心电数据采集系统的原理，详细论述了硬件设计的要点及数据预处理软件的有关算法。
关键词：单片机心电信号数据采集
　　心电图是心脏疾病诊断的重要工具之一，然而在临床中一些心脏病患者在短时间内其心电图并无异常。这样就要花相当长的时间在医院中作观察诊断，从而给病人和医院都造成了不必要的麻烦。为此，动态心电图分析处理系统便应运而生，该系统可以分为两大部分，一是携带在被检查者身上的袖珍心电图信号采集器，另一为由微机系统组成的心电图处理诊断系统。被检查者配带了心电图数据采集器后可离开医院，其一天的动态心电信号由采集器记录下来，然后交院方将记录的数据回送微机心电图处理系统中进行分析，作出正确的诊断。目前此类系统大多为欧美产品，价格昂贵，国内的研究尚处在起步阶段。由于所需存储的信息量大，目前的典型产品大多采用高的盒式磁带机作为数据记录盒。从原理上来说，不可避免地存在磁头的机械磨损问题。同时，磁头的清洁度、机械振动及走带的稳定性都会影响心电信号记录的准确性。另外，将磁带上记录的数据回送微机系统时，还需专用设备，其回送的速度相对也较慢。随着单片机技术的发展，特别是超大容量存储器的出现，我们采用以单片机为，扩充大容量数据存储器的方式，彻底弥补了由磁带式数据记录器造成的上述不足。
１心电数据采集器的硬件设计
１．１基本硬件结构
　　心电数据采集器的整个电路主要包括心电信号放大电路、模数转换器、外接实时时钟、单片机、程序存储器、数据存储器、与ＩＢＭＰＣ的并行通讯接口等。其基本原结构如图１所示。
　　采集器采集的信号为双通道心电信号。大容量数据存储器扩展采用端口扩展译码。关于输入过载保护、采样、Ａ／Ｄ转换、与ＩＢＭＰＣ并行通讯、外接实时时钟等问题已有相当多的文献作了介绍，本文不再详述。下面主要就心电信号的专用放大电路和心电数据采集系统的动态校零技术进行论述。
１．２输入信号放大电路
　　该心电数据采集器的二组差动输入信号是通过电极取自人体表皮的缓变微弱信号，其值不超过５ｍＶ。我们采用二级放大器构成放大电路，其结构如图２所示。
　　级由Ａ１、Ａ２和Ａ３组成同相并联差动运算放大电路。为了取得的低频响应，必须将该级的输入端直接耦合到电极上，因此我们将该级的增益设计得较低，以减小该级的输入偏流，避免使电极极化产生高压。Ａ１、Ａ２组成同相差动带增益的电压跟随器，大大提高了电路的输入阻抗，它对共模信号有很高的抑制比，对差模信号的放大倍数为：
(V1-V2)/VA -VA-=10 2×22=5.4(6)
10
　　Ａ３为一独立的差动式放大器，调节Ｒｆ可使电阻对称，减小误差，进一步提高共模抑制比。通过计算可得级的综合放大倍数为:
第二级由Ａ４形成同相比例放大电路，其放大倍数为３２。
　　二级放大总的增益为８００。由于心电信号的频率范围要求放大器具有０．０４～１５０Ｈｚ的带宽，所以利用第二级放大器Ａ４，通过Ｃ１和Ｃ２组成了有源带通滤波电路，以抑制干扰。
放大电路中另一个值得注意的问题是当异联电极换接时，由于Ｃ１的作用可能会引起放大器的输出饱和。因此在电路中加入电子开关Ｓ０，当放大器输出饱和时，通过比较器自动驱动Ｓ０瞬时接通，Ｃ１迅速充电，从而使输出脱离饱和状态。
在该放大电路的设计中，虽然可使用常规低偏流运放，但从实际出发，我们优先选用单电源运放，如Ｆ３１４０。由于其输入级差分电路采用了ＰＭＯＳ器件，使它的输入电阻可高达１．５兆欧，具有极低的输入失调电流、电压，并且可省去调零电路和外接偏置电阻，使整个放大电路变得更为紧凑，调试更为方便，也降低了功耗。
１．３心电数据采集器的动态校零
　　输入级电路虽然采用了具有补偿及自动调零的运放电路，但并不能完全克服放大器的零点漂移。当设备连续工作时其影响尤为明显。因此，在心电数据采集的硬件设计时，我们还采用了动态校零技术，取得了良好的效果。使用该技术，在硬件电路上只需作简单的改动，即用两个同步工作的模拟电子开关，如ＡＨ５０１２连接在输入端与放大器之间，如图３所示。
　　以Ａ通道为例，每次正式采样前，先由ＣＰＵ发出校零控制信号，使Ｓ１断开，Ｓ２接通。接着读入"零"位信号得Ｖ０ 并将其存入零位值寄存单元。然后复位校零控制信号，即使Ｓ１接通，Ｓ２断开，采样读入迭加了"零"位信号的心电信号数据ＶＡ０显然实际的信号采样值即为：
ＶＡ＝ＶＡＯ－ＶＯ (4)
对于模拟电子开关导通电阻引起的"零"位读数偏差，由于它是一个稳定的常量，可以通过实验分析，由软件编程进一步予以消除。
２系统应用软件设计
２．１软件总体结构
　　整个心电数据采集器的软件采用模块化结构，以便于维护和扩充。该软件主要包括初始化、动态校零、采样、并行通讯管理、ＷＤＴ等常规模块，还包括心电信号数据预处理的专用滤波软件模块，如５０Ｈｚ交流干扰滤波及漂移滤波等。系统程序流程图如图４所示。
２．２交流干扰滤波算法
　　考虑到采集器携带者可能接触的环境因素，在采集到的心电信号数据中必然会存在一定的５０Ｈｚ工频干扰信号。鉴于心电信号的频谱主要在０．５～１００Ｈｚ范围内，因此不能采用常规的平均滤波或点阻滤波算法。为此，我们选用了适用于心电信号数据的"增量预估"滤波算法。此算法主要原理是通过三角恒等式和一些采样数据，估算出正弦波出现的幅值，经过计算判断该交流信号是否存在于采样信号中，如有则减去，使实际心电图信号保存下来。显然，正确预估５０Ｈｚ正弦信号的幅值是整个算法的关键。其主要依据是利用三角恒等式：
ＳＩＮ(θ＋δ)＝２ＳＩＮθＣＯＳδ－ＳＩＮ(θ－δ) (５)
式中： θ＝２πｆｋｔ；δ＝２πｆｔ；
ｆ＝５０Ｈｚ；ｋ＝０１，．．．．．
可以认为δ表示工频正弦干扰信号在一个采样周期内的相位变化。由式５可从两次采样（相位为θ 和θ－δ)的干扰幅值预估出下采样时( 相位为(θ＋δ)的正弦波干扰信号幅值。将式５乘以振幅可得５０Ｈｚ工频干扰的差分方程：
ＤＫ＋１＝２ＤＫＣＯＳ(２πｆｔ)－ＤＫ－１ (６)
式中ＤＫ为交流干扰幅值序列，Ｔ为采样周期。
为了在递推算法中不断修正预估值与实际干扰值的偏差，我们作误差估计函数
Ｆ＝(ＡＫ－ＤＫ)－(ＡＫ－１－ＤＫ－１) (７)
式中，ＡＫ为可能包含交流干扰的实际采样值。由于在两次采样间隔内，ＡＫ与ＡＫ－１是十分接近的，从而由式７可知，在算法的初始阶段如果ＤＫ估计过大，则Ｆ趋于较大的负值；反之Ｆ趋于较大的正值。当Ｆ接近于零时，说明交流干扰信号的预估值接近实际值。因此在滤波程序中，通过判断Ｆ的大小就可确定在ＤＫ上加上或减去其修正值Δｄ。当然要适当选择Δｄ，如果Δｄ取得太小会影响算法的收敛速度，而太大会造成振荡。初始干扰幅度我们选为０．２ｍＶ。
２．３漂移滤波算法
　　在心电信号数据采集过程中，由于许多因素（如电极或皮肤的张力）都可能引起缓慢的偏置漂移。目前根据欧美的标准，要求心电图输入设备至少有３．２秒的时间常数，这样会进一步加重漂移的影响。为此我们仿照克服漂移的经典的模拟滤波器，经离散化后得到了漂移滤波算式，实用后取得了满意的结果。模拟滤波器的传递函数为：
式中，τ＝１．０２４ｓ
对式８求Ｚ变换得
对应的差分方程为：
ＹＫ＝１．９７７ＸＫ－２．８６９ＸＫ－１－１．００４ＸＫ－２－０．１１１ＸＫ－３＋１．１４４ＹＫ－１＋０．３４２ＹＫ－２＋０．０２ＹＫ－３ (９)
由式９不难编制相应的滤波程序。
　　应用单片机实现的心电数据采集器可以取代目前进口的高盒式数据记录盒，并且可省略数据回送装置，从而大大降低成本。它克服了磁带式记录器设计原理上的缺陷，通过硬件和软件所采用的有关技术，显著地改善了所采集的心电图信号的品质。实践表明该智能心电数据采集器运行稳定，能耗低，具有良好的应用前景。
参考文献
1 任德官主编．过程控制系统微机接口技术．东南大学出版社，１９９２
2 沈兰荪著．数据采集与处理．能源出版社，１９８７
3 涂时亮．单片机软件设计技术．科学技术出版社１９８８４ＤａｖｉｄＷ．Ｍｏｒｔａｒａ．ＣｏｍｐｕｔｅｒｓｉｎＣａｒｄｉｏｌｏｇｙ１９７７