摘要：本文对2阶交调点(IP2)以及2x2杂散响应进行了详细说明，这两个参数在RF器件规格书中经常出现，如混频器。本文有助于读者掌握IP2与2x2杂散响应指标之间的相互转换计算方法。

　　当混频器数据资料在交流电气特性表中提供2阶响应指标时，均会提到2阶交调(IP2)特性或者2x2杂散响应特性。这篇应用笔记的目的就是提供这两个指标之间的关系及其在接收机设计中的应用。此外还会以Maxim的MAX9993有源混频器在UMTS WCDMA系统中的应用为例具体分析IP2与2x2杂散响应的关系。

　　混频器的谐波

　　在接收电路中，混频器将较高频率的射频(RF)信号转换到较低频率的中频(IF)信号，这个过程称为下变频，当使用RF频率减去本振(LO)信号频率时称为低边注入(LO频率低于RF频率)，当使用LO频率减去RF频率时称为高边注入。这种下变频过程可以使用如下公式描述：

　　fIF = ±fRF ± fLO

　　上式中fIF表示混频器输出端的IF信号，fRF为加在混频器RF输入端的任何RF信号，fLO表示加在混频器LO输入端的LO信号。

　　理想情况下，混频器的输出信号幅度和相位与输入信号的幅度和相位呈一定的比例关系，且这种关系与LO信号的特性无关。(这里是与乘法器相对比而言的，乘法器的幅度和相位在输入和输出之间并没有确定的关系。)利用这个假设前提，混频器的幅度响应与RF输入呈线性关系并且独立于LO输入。

　　然而，混频器的非线性会产生被称为杂散的不希望出现的混频产物，这些产物是由于不希望的信号到达混频器的RF输入端口，并且在IF频点产生相应的产物。比较麻烦的是，进入RF端口的信号并不一定落在所希望输入的RF频带内。很多情况下，这些信号的功率电平较高，混频器之前的RF滤波器无法提供足够的抑制度以避免产生额外的杂散产物。当这些杂散产物干扰到所需要的IF频率时，混频机制可以用下式表述：

　　fIF = ±m fRF ±n fLO

　　上式中m、n分别为RF和LO的整数次谐波，经混频后产生数量众多的杂散产物。实际上，这些杂散产物的幅度随着m或者n的增加而减小。

　　在确定所要处理的频率范围之后，应谨慎选择IF和LO的频率，以避免任何可能的混频杂散产物。可使用滤波器将可能混频后产生落入IF频带内的RF信号滤除。混频器之后的滤波器用来滤除检波器之前的杂散信号，仅通过所需要的IF信号。但是IF频带内的杂散信号不会被IF滤波器滤除。

　　多种型号的平衡式混频器可以抑制某些m，n为偶数的杂散信号。理想的双平衡混频器可以抑制所有m或n(或二者均为偶数)为偶数次的混频产物。在所有双平衡混频器中，IF，RF以及LO之间是相互隔离的。因此，通过设计合适的单端到差分转换变压器(Balun)，这些混频器可以覆盖所有RF、IF以及LO频带。

　　半中频杂散产物的分布

　　这篇应用笔记研究了一种明显比较棘手的被称作半中频(fIF/2)的2阶杂散响应，在混频器的术语中，当m = 2，n = -2时称为低边注入，m = -2，n = 2称为高边注入。对于低边注入，产生半中频杂散的输入频率低于所需要RF信号频率的fIF/2 (参照图1)。所需要的RF频率为1950MHz，与1750MHz的LO信号混频后，产生的IF频率为200MHz。以此为例，在1850MHz的信号在200MHz就可产生所不希望的半IF杂散信号。对于高边注入，产生半中频杂散的输入频率(fIF/2)高于所需要的RF信号。

　　在图1中所示的半中频杂散响应假定是低边注入(m = 2, n = -2)，并且用于UMTS WCDMA接收机中。虽然WCDMA的RF和IF载波具有3.84MHz的带宽，但图中所示的单频点显示为中心载波频率。

　　图1. 所要求的fRF、fLO、fIF以及fHalf-IF杂散信号频率分布

　　假定：

　　fRF = 1950MHz

　　fLO = 1750MHz

　　fIF = 200MHz

　　计算：fHalf-IF = fRF – fIF/2 = 1850

　　验算：

　　2 × fHalf-IF – 2 × fLO =

　　2 × (fRF - fIF/2) - 2 × (fRF - fIF) =

　　2 × fRF – 2 × fIF/2 - 2 × fRF + 2 × fIF = fIF

　　结果为：

　　2 × 1850MHz – 2 × 1750MHz = 200MHz

　　接收机的IP2

　　2x2杂散响应的抑制度，可以从混频器的IP2指标推导。当定义混频器的IP2或者2x2特性时，一般假定仅RF和LO的基波成分注入混频器端口并且谐波失真仅是由混频器自身产生的。RF通道中混频器前端的镜频抑制滤波器可以衰减掉任何放大器的谐波成分。在LO通路中的噪声衰减器可以衰减掉LO通道中的信号源产生的谐波成分。高电平的注入信号会产生失真或者互调产物，无论是在系统或器件的输入或输出端1，这些产物可以通过计算交调点进行量化。输入交调点为假定所需信号的幅度与不希望产生的谐波成分幅度相同时的输入信号幅度。这种情况下混频器的LO输入保持恒定不变，交调点的阶数或者失真产物仅由RF的乘数而不是LO的乘数决定，这是因为我们仅考虑RF信号的失真变化。失真产物的幅度随着输入信号幅度增加的快慢由失真信号的阶数决定。例如，当输入信号的幅度增加1dB时，2阶互调(IM)产物的幅度会增加2dB。

　　半中频杂散功率电平

　　在MAX9993的数据资料的AC Electrical Characterisitics表中可以查到以下指标

　　在1840MHz时的RF杂散电平设定为-5dBm.

　　在1750MHz，LO的电平设定为+6dBm.

　　测量到的典型2RF – 2LO杂散响应低于RF载波电平70dB，单位为dBc.

　　互调抑制比(IMR)为70dBc。

　　图2中的信号电平指输入混频器并用于计算输入IP2或IIP2的特性参数。

　　图2. 涉及混频器输入端的二阶交调IIP2的计算

　　2x2杂散特性电平可以从下式中得到：

　　IIP2 = 2 × IMR + PSPUR = IMR + PRF

　　IIP2 = 2 × 70dBc + (-75dBm) = 70dBc + (-5dBm)

　　IIP2 = +65dBm

　　类似的，Maxim的MAX9982 900MHz在同样的条件下可以提供65dBc的2RF – 2LO杂散响应，相应的结果为：

　　IIP2 = 2 × IMR + PSPUR = IMR + PRF

　　IIP2 = 2 × 65dBc + (-70dBm) = 65dBc + (-5dBm)

　　IIP2 = +60dBm

　　UMTS WCDMA举例

　　在UMTS WCDMA 3G设计中，使用MAX9993数据资料中的2x2指标，等效IIP2特性经计算为65dBm，如图2所示。假定某UMTS WCDMA蜂窝系统与DCS1800蜂窝系统共存，从而导致在带外有+16dBm的连续波阻塞信号(如3GPP标准中所述)。对于UMTS WCDMA接收机，在天线端口的IIP2值经计算约为+128dBm。图3为一个简化的直至极混频器的接收前端框图，给出了各级的增益，2阶交调点以及半中频抑制度。

　　图3. 为计算IIP2给出的简化原理框图

　　整体的级连IIP2特性由各级的增益，滤波器在半中频位置的抑制度，以及混频器的2x2或IIP2特性所确定。混频器之前的级联IIP2随着通道上各级增益值而降低(dB对dB)。在混频器前端增加提供额外的杂散抑制度可以提高RF灵敏度。所要计算的天线端口的等效交调点以dB为单位增加的幅度为半中频抑制度的2倍，这是因为二次谐波失真幅度的增加速度是所需要的带内信号幅度增加的两倍。在天线端口IIP2指标的计算如下：

　　IIP2Cascade = IIP2Mixer – 增益 + 2 × 灵敏度 = +128dBm

　　IIP2Cascade = 65 – (-2 +25 –2) + 2 × (30 +12) = +128dBm

　　明显可以看到，为满足半中频杂散响应，MAX9993的高IIP2特性可降低对滤波器抑制度的要求。例如，如果混频器的IIP2从+65dBm降低到+45dBm，级连滤波器的抑制度必须提高10dB。

　　结论

　　读过这篇应用笔记后，读者应能够将混频器的2x2杂散响应与其对应的IIP2指标之间进行互相推导。对2阶关系有这种程度的理解可以使工程师在所要进行的应用中确定合适的混频器特性。MAX9993 2GHz混频器以及MAX9982 900MHz混频器提供了较优良的2x2 (IP2)特性，从而降低对滤波器的要求，使高性能无线系统的设计变得更加完美。