摘要： 采用电工技术与电子技术相结合的方法，设计制作了一台10/700 微秒浪涌电压发生器。设计中未采用通过改变球隙间距调整放电电压峰值的常规方法，而是利用采样、控制和电子点火方法，诱使放电间隙按照预先设定的峰值电压放电导通，解决了较低电压等级下放，电间隙不易调整的技术难题。10/700 微秒浪涌电压发生器专门用于通信设备及线路的浪涌抗冲击试验。

　　自然界的雷电和工业环境下的开关操作等引起的浪涌冲击，有可能在电网或通信线路上产生能量极高的瞬态过电压或过电流。在这种情况下，经常会烧毁电子元件，对正在运行的电子设备造成破坏。

　　浪涌电压发生器用于模拟产生线路上的雷电感应、开关操作等引起的浪涌冲击电压信号，以便对相关电子设备及线路进行浪涌抗冲击试验。10/700 微秒浪涌电压发生器专门用于通信设备、通信线路的浪涌抗冲击试验，以验证通信设备和线路的抗高电压冲击能力。

　　鉴于产品10/700 微秒浪涌电压发生器（也称10/700 微秒高压冲击波发生器）功能丰富，但价格昂贵、体积庞大，根据实际工作需求， 我们自行设计制作了一台10/700 微秒浪涌电压发生器， 并利用该装置对DDN-GL-1 型串口隔离保护器进行了离线和模拟在线的浪涌抗冲击试验， 取得了满意的效果。

　　该装置的设计参数符合国标GB/T17626.5-2008 规定，开路电压峰值根据需要选为国标规定的0.5～4 kV 之间的2.5 kV，浪涌冲击频度为2 次/分钟。

　　1 技术背景

　　1.1 波形形状及其参数

　　国标GB/T17626.5-2008 规定，10/700 微秒浪涌电压发生器的开路输出电压波形如图1 所示。

图1 采购决策业务流程图

　　图1 中，波前时间为T1 = 1.67 × T = 10 μs ± 30 %，半峰值时间为T2 = 700 μs ± 20 % 。主要电气参数为：开路电压峰值为Vp = 0.5 - 4.0 kV，动态内阻为r = 40 Ω。

　　1.2 面对的特殊问题

　　由于本装置所需要的输出电压峰值的电压等级较低（仅2.5 kV），放电间隙太小，难以地调整球隙距离，因此在高压放电中经常采用的通过改变球隙间距调整放电电压峰值的常规方法已不再适用。本设计采用电工技术与电子技术相结合的方法解决了这一难题。

　　2 电路拓扑结构

　　2.1 标准拓扑

　　国标推荐的10/700 微秒浪涌电压发生器的高压主电路拓扑结构如图2 所示。其中：U 为高压直流电源，Rc 为充电电阻，Cc 为储能电容，K 为放电球隙，R_s 为半峰值时间形成电阻，R_m1、R_m2为匹配电阻，C_s 为波前时间形成电容。其工作过程简述如下：

　　直流高压电源U 通过充电电阻Rc 向储能电容Cc 充电，Cc 两端电压不断升高，当该电压达到球隙K 的击穿阈值时，K 被击穿，Cc 开始经球隙K 放电。

　　储能电容Cc 的充电回路为：U+-Rc-Cc-U-； 放电回路有两条，条：Cc-K-R_m1-Cs-Cc；第二条：Cc-K-Rs-Cc。

　　充电过程中，球隙K 的放电间隙决定放电阈值，该阈值一般根据输出要求的浪涌电压峰值预先设定，并须略高于输出的浪涌电压峰值；由于充电的快慢取决于Rc、Cc 的时间常数，因此改变Rc 的阻值，可调整浪涌冲击频度。

　　放电过程中， 波前时间T1主要由R_m1、Cs 决定， 而半峰值时间T2则主要由Cc、Rs 决定。

图2 高压主电路拓扑结构

　　随着Cc 放电的继续，球隙K 两端的电压越来越低，当该电压低到不足以维持球隙K 的击穿状态时，球隙K 重新返回断路状态。如果浪涌电压发生器此时处于自动冲击模式，储能电容Cc 将进入下一轮充、放电过程。可见，在自动冲击模式下，浪涌冲击频度等于储能电容Cc 每次充、放电时间之和的倒数。

　　2.2 实际采用的拓扑

　　设计过程中为解决放电球隙K 与高压直流电源U 的共地问题，以便使球隙K 的放电容易由电路控制，因此在图2所示的标准拓扑基础上，将拓扑结构稍做变形，形成了本设计中实际采用的电路拓扑结构，如图3 所示。图中储能电容Cc 的充、放电过程同上，区别在于充电时的充电电阻变成了Rc＋Rs，但因Rc ＞＞ Rs，不会明显影响浪涌冲击频度。

图3 实际采用的高压主电路拓扑结构

　　3 电路结构与原理

　　本装置在电路上由高压回路、控制回路、电源电路3 部分构成。其中高压回路是本装置的主回路，控制回路为从属回路。控制回路用来对高压回路中储能电容Cc 的充电电压进行实时采样，并控制高压回路在预先设定的高压峰值下点火放电，进而形成图1 所示的浪涌电压波形。

　　3.1 高压回路

　　图4 是本装置的高压回路原理图。高压回路由高压直流电源U=2 700 V、充电电阻Rc=100 kΩ、储能电容Cc =20 μF、半峰值时间形成电阻Rs=50 Ω、波前时间形成电容Cs=0.2 μF、匹配电阻R_m1=15 Ω、R_m2=25 Ω 及放电球隙K 组成。其中：放电球隙K 的正、负电极间距约4 mm，大于2.5kV 的放电间距（约2.5 mm），并在K的正、负极之间设置了第3 电极k， 以便由控制回路按预先设定的2.5 kV 输出电压峰值，由第三电极k 产生点火脉冲强制点火，诱使球隙K击穿。

图4 高压回路原理图

　　3.2 控制回路

　　图5 是本装置的控制回路原理图。控制回路由电子线路构成。控制回路对电容Cc 上的充电电压采样后，根据事先设定的放电电压值，再由控制回路通过第3 电极k 向放电球隙K 的正、负极之间送入点火脉冲的方法，诱使放电球隙K 放电导通，从而使开路输出脉冲峰值得到比用常规方法（即调整球隙K 间距）更为的控制。

　　由图5 可见， 本装置的控制回路以时基芯片NE555 为。NE555 在电路中被接成施密特触发器形式，由第7 脚作为输出端。来自图4 中储能电容Cc 两端的充电电压被电阻R1、R2分压， 经电容C1滤除干扰， 送入NE555 第2、6脚，作为采样电压。当Cc 充电电压达到由R1、R2设定的峰值2 500 V 时，NE555 第2、6 脚到达高阈值，NE555 状态翻转、第7 脚变低，使三极管V1截止、可控硅T1导通，已存储于电容C3上的电压经T1向升压变压器B 的初级N1放电，N1所产生的感应电势经高压脉冲变压器B 升压，由次级N2输出上万伏的高压点火脉冲， 诱使图4 中的放电球隙K 导通、Cc 放电，由高压回路输出浪涌电压脉冲。与此同时，随着Cc 放电，NE555 第2、6 脚电位回落， 到达低阈值时第7脚重新被电阻R5上拉，使V1导通、T1关断、电路复原。随后图4 中Cc 和图5 中C3被再次充电， 电路进入下一个工作周期。图5 中，箝位二极管D1、D2用于在电路工作异常时保护NE555。

图5 控制回路原理图

　　3.3 电源电路

　　本装置的电源电路分为高压部分和低压部分。图6 是高压直流电源的形成原理， 图7 是控制回路的直流12 V 工作电源的形成原理。

图6 高压直流电源的形成原理

图7 12V 工作电源的形成原理

　　图6 中， 用来为图4 储能电容Cc 充电的高压直流电源U=2 700 V 由悬浮的AC220V 经多倍压整流得到。为与电网安全隔离并获得控制回路所需的AC12V 电压， 设计中利用两只变压器级联。先由一只变压器完成市电AC220V 至AC12V 隔离降压变换，再由另一只变压器反用，实现AC12V至悬浮AC220V 的升压变换。两变压器之间的AC12V 可作为低压电源的交流输入。采用两只变压器的另一个好处是免除了价格高、体积大的1:1 隔离变压器。

　　图7 中，AC12V 经桥式整流、滤波、稳压、滤波，产生控制回路所需的直流12 V 工作电源。

　　4 设计指标与实测数据

　　本装置的设计指标以测试RS232 串口隔离器的实际需求为依据，实测数据则是黑龙江省计量检定测试院对本装置的实际检测结果。两者对照情况及相对误差如表1 所示。

表1 设计指标与实测数据对照表

　　由表1 可见， 本装置相对误差符合国标GB/T17626.5-2008 中关于波前时间相对误差不大于30%，半峰值时间相对误差不大于20%的规定，可以作为通信设备线路浪涌冲击试验的基本仪器。

　　5 结束语

　　1）本装置设计中，由于测试串口隔离器所需要的浪涌冲击峰值电压（2 500 V）与一般概念上的高压试验（≥6 kV）相比，输出电压等级较低，所以未采用通过改变球隙间距设定放电电压阈值的常规方法，而是利用采样、控制和电子点火方法， 诱使放电球隙K 按照预先设定的峰值电压放电导通，完美地解决了较低电压等级下放电球隙间距不易调整的技术难题。

　　2）本装置符合国标GB/T17626.5-2008 技术要求，并通过了黑龙江省计量检定测试院的技术检测鉴定， 检测编号：27268-10-0[6]。

　　3） 本装置在用于DDN-GL-1 型串口隔离保护器的离线及模拟在线浪涌冲击试验过程中，运行稳定、数据可靠、使用方便，达到了设计目标。