由于内部断路器延迟和有限的MOSFET栅极下拉电流，大部分热插拔控制器在发生输出短路故障的初10ms到50ms之间没有限流控制。这可能造成上百安培的瞬态电流。利用一个简单的外部电路可以解决这个问题，它将初始短路尖峰电流降至，并在200ns到500ns以内消除短路故障（断开电源和短路负载）。
　　一个典型的+12V、6A的热插拔控制电路（）包括门限分别为50mV和200mV的慢速和快速比较器。选用6mW的检流电阻，则慢速比较器在8.3A产生故障触发，进行过流保护；而快速比较器的触发点为33.3A，主要进行短路保护。

　　发生短路故障时，快速比较器自身延迟和完成对M1栅极电容放电，完全切断短路负载需要30ms的时间，在此期间，短路尖峰电流仅仅受电路阻抗的限制 。 在所示的短路测试波形中，记录下来的短路尖峰电流为400A（加在Rs上的峰值电压达到2.4V），在28ms后短路电流降至100A。
　　通过增加一个pnp达林顿晶体管可加速栅极放电，从而使短路瞬态过程缩短到0.5ms以内(图 2)。在MOSFET开启阶段，D1保证了正常的栅极充电驱动过程。关断时，热插拔控制器的3mA栅极放电电流改为直接驱动Q1的基极。Q1快速响应，在￡100ns的时间里完成对MOSFET栅极的放电。这样，发生短路时的瞬态大电流过程就被大大缩短，略大于快速比较器350ns的延迟时间。

　　和中明显的反向过冲和快速电流爬升是由检流电阻的寄生电感引起的。中的三角波振荡是由示波器的接地引线认为引入的干扰成份。

　　所示电路可以将短路尖峰电流控制在大约100A以下，瞬态过程限制在<200ns。当R_s上的电压降达到大约600mV时，pnp晶体管Q_1a就会被触发，驱动npn晶体管Q_1b加快M1栅极电容的放电，从而关断M1。检流电阻的寄生电感引起的陡峭的电压波形对pnp晶体管的快速触发也有一定帮助。
　　M1栅源之间的电容C2可以减小输出短路时作用在栅极上的正向瞬态阶跃电压。齐纳二极管D1通过将VGS限制在MAX4272所能输出的值（7V）以下降低了ID(ON)。虽然D1在偏置电流为5mA时的稳压标称值为5.1V，但在本电路中，因为MAX4272仅能输出100mA的栅极充电电流（这里是齐纳二极管的正向偏置电流），D1将把VGS限制在大约3.4V左右。VGS受到限制后即可降低ID(ON)-在某种程度上RD(ON)会增大一点-这意味着可以更快地关断M1。D1和C2也可以用在和中的电路以降低短路时的ID(ON)，
　　在负载发生短路故障时，上述两个电路都可以通过限制能量释放来保护背板供电电源。所示简单电路能够将短路瞬态过程缩短到500ns以内，而所示略微复杂的电路可将短路电流控制在100A以内，瞬态过程小于200ns。这两种电路适用于绝大部分热插拔控制电路。具体测试结果可能会有一些差异 ，主要取决于背板电源内阻，短路故障负载阻抗以及短路故障负载本身的特性和故障发生时间。