（接上期）

　　5.7.3 共模扼流圈

　　共模扼流圈是共模插入损耗中起主导作用的电感元件。共模扼流圈是在一个磁环（闭磁路）的上下两个半环上，分别绕制相同匝数但绕向相反的线圈。此结构对相线或零线对地所形成的共模干扰具有电感抑制作用，因为共模干扰是同相的，所以在磁环中所形成的磁力线是相互叠加的，而对相线和零线间所形成的差模干扰和工频供电电流无电感抑制作用，因为差模干扰和供电电流是反相的，所以在磁环中所形成的磁力线是相互抵消的，因而命名为共模扼流圈。

　　在低频，环形磁芯的电感的复数阻抗可表示为。根据安培环路定律和电磁感应定律的复数表达式：，
　　由于

　　所以

　　复数阻抗为：

　　由于 μ=μ'-jμ"                                                             (5.63)

　　式中，μ'是磁导率的实部，μ"是磁导率的虚部。

　　代入

　　结果

(5.64)

(5.65)

　　上式表示：电感是只与磁材磁导率有关，与频率无关的纯电感。而电阻是既与磁材磁导率有关，又与频率有关的等效电阻（非纯电阻）。

　　由于共模电感中的干扰信号比较弱，它工作在初始磁导率附近，所以共模电感的表达式，根据(5.65)式可表示为：

L=4×10^-9N² μi A/D                        (5.66)

　　式中，D为磁环平均直径(cm) ；A为磁环截面积(cm2)；μi为磁环初始磁导率；N为线圈匝数。由(5.66)式可以看出提高电感值的有效途径有三个，即提高匝数、初始磁导率μi和磁环截面积A，其中以提高匝数为有效，因为它与N2成正比。

　　下面就这儿个方面的问题展开讨论：

　　(1) 关于提高匝数

　　在高频情况下，一般性能电源滤波器的等效电路可用图5.38电路表示。

图5.38  一般性能电源滤波器的等效电路

　　其*模扼流圈的分布电容及其对插入损耗的影响，可以用图5.39(a)、(b)表示。

　　图5.39(a)表示线圈匝间的分布电容和高频噪声从分布电容通过的情况。

（a）

（b）

图5.39 分布电容及其对插入损耗的影响

　　图5.39(b)表示共模扼流圈在同一电感值下，它的插入损耗与频率特性随分布电容大小的影响。分布电容为零，插入损耗频响呈线性，分布电容愈大，插入损耗的频响愈差。

　　图5.40表示共模扼流圈的插入损耗与频率特性受不同电感值的影响，电感值愈大，在≤100kHz时插入损耗愈大，在＞100kHz后情况相反，电感值愈大，插入损耗反倒略小。这就是线圈受匝间和层间分布电容的影响。

图5.40不同电感值对插入损耗的影响

　　图5.41表示SF扼流圈，用同一磁芯同一线径导线绕制不同匝数的线圈时，它们的阻抗与频率特性受不同匝数的影响。这里举的是用T-12磁环，φ1.0mm导线绕制(TDK) SF线圈实例，匝数愈多阻抗愈高，但频响愈差，因此，某一频段要获得的插入损耗就应该选用的匝数。

图5.41  不同匝数对SF阻抗的影响

　　总之，共模扼流圈要想获得理想的插入损耗就必须减小分布电容，减小分布电容，就要从线圈的结构入手，换句话说，线圈的绕制方法，匝数和结构对降低线圈的分布电容是至关重要的。

　　分布电容事实上是由许多小电容ci组合而成的，见图5.42。如果加到线圈两端上的电压为U，电容的电压为ui，

图5.42绕组的分布电路

　　则ci上所存储的能量为：

　　整个线圈所有小电容ci所存能量的总和为：

　　或         (5.67)

　　由此可见分布电容不但取决小电容ci的大小，更取决小电容ci上的分布电压。

　　设线圈有两层绕组，两层间的电势是非恒定值，下面推导分布电容的表达式。

　　在图5.43中，若令两层绕组间距的增量为dy，绕组长度为l，两绕组的端电势为ua、ub，ua和ub之间的电势按线性变化。设两层绕组是分布电容器的两个极板，则对于绕匝宽度增量为dx，平均匝长为l0的两块极板上，电势能存储的增量dW为：

图5.43  绕阻层间的分布电容

尔格          (5.68)

　　式中：ε为两层间绝缘材料的介电常数

　　所有长度均采用厘米单位。

　　其中：ux=ua+(ub-ua)x/l

　　代入式(5.68)

尔格

　　求dx由0~l的积分，便可获得分布电容的总存储电势能：

尔格     (5.69)

　　下面对比图5.44 (a)、(b)两种绕制方法的分布电容所存储的电势能。

图5.44两种绕制方法的分布电容

　　由于图5.44 (a)   ua=U；ub=0

　　式中，U为电势差U=ua-ub

　　所以

　　由于图5.44(b)

　　所以

　　显然图5.44(b)绕法比图5.44(a)绕法的分布电容存储电动势能要小1/4。

　　由于电势能、电势、库仑、伏特和法拉之间存在如下关系：

　　1静电系单位电势(U)= 1尔格(W)/ 1静库(q)

　　1伏特=1焦耳 / 1库仑=1/300静电系单位电势（静伏）

　　1法拉=1库仑 / 1伏特=3×109静库/(1/300)静伏=9×1011静法

　　所以1法拉和电势能W之间可转换为：

　　1法拉=9×1011尔格/（1静伏）²

　　则分布电容Cp表达式为：

法拉      (5.70)

　　式中，ua、ub单位为伏特。

　　为了减小电感匝数间的分布电容，应尽量采用单层密绕，万不得已需要绕第二层时，也应尽量减少第二层的匝数，一般控制第二层匝数≤层匝数的一半。

　　对于多层绕组采用分段绕可以减小分布电容，因为分段后，可以使分段电容间的电压降低，见图5.45(a)、(b)。

图5.45  分段绕制的分布电容

　　(2) 关于初始磁导率μi和磁环截面积A

　　选择初始磁导率μi高的软磁材料磁芯也是有效的方法之一，目前环型锰锌铁氧体磁芯的μi可达10000~15000(1±30%)，仍是EMI滤波器选用的主流磁芯。但磁导率越高，频率响应就越差，因此，不能片面追求磁导率，选用时要综合考虑。对于大电流或对低频插入损耗、体积有特殊要求的EMI滤波器只要高度允许，可以采用两只磁环叠绕的方法，由于磁芯截面积增加一倍，电感量也增加了一倍。如果两只磁环叠绕仍嫌电感不高，可选择新型高μi铁基纳米晶软磁材料(Fe-Base Nanocrystalline Soft Magnetic Material)。1985年以来日本和西德相继研制出钴基非晶软磁材料，20世纪80年代末，90年代初首钢冶金研究院、钢铁研究总院等单位研制出性能更好的、成本更低的铁基纳米晶软磁材料。这是一种采用Fe-Me-Si-B系母料（Me为2~3种合金元素）冶炼修磨后，采用单辊法制出0.03mm等不等厚度的5mm~40mm宽非晶带材，卷绕成各种环型磁芯，装入护套后在纯氮或氩气下进行微晶退火，得到具有微细晶粒结构的、性能优越的软磁材料（见表5.2）。

表5.2

　　由表5.2对比可见铁基纳米晶具有四大特点：

　　1) 高的磁导率。静态初始磁导率μi为10万（规模生产可达5~6万），动态磁导率μe在1kHz~100kHz范围为2.8万（），实际使用中发现>100kHz后μe衰减逐渐加快。

　　2) 高的饱和磁感应Bs。Bs=1.3（特斯拉）是铁氧体的三倍。

　　3) 低的高频铁芯损耗260W/m2 (100kHz 0.2T)。铁芯损耗用单位体积磁性材料的损失功率表示（瓦/米3），它与工作频率和磁感应强度有关。

　　4) 好的热稳定性。居里温度Tc=580℃，而锰锌铁氧体Tc=120℃左右。

　　以上特点充分说明铁基纳米晶磁芯特别适应于抑制大的脉冲干扰和大电流、小体积或高性能、小型化的场合。

　　(3) 关于磁材和电感的阻抗

　　如果从(5.74)式出发，我们发现共模电感中的损耗R，既与磁材的涡流损耗、滞磁损耗、剩余损耗等有关，也与频率有关。这些损耗都变成热能散发空间。R与频率的关系，可从图5.46所示的阻抗曲线看到。在低频段f

图5.46  损耗等效电阻R与频率的关系

　　以上综合分析表明，共模电感的插入损耗与电感的阻抗特性有关。下面对比几种不同磁材的阻抗与频率之间的关系曲线，供选择磁材时参考，见图5.47。在100Hz~10kHz低频段，铁氧体磁材的等效电阻R小，这时感抗起主要作用（曲线3、4），而金属磁材的磁芯涡流损耗引起的等效电阻R比铁氧体大得多（曲线1、2），所以在低频段、要提高插入损耗应选择金属磁材。在10kHz~100kHz频段，虽然等效电阻R都在逐渐增长，但金属磁材仍然比铁氧体磁材要好得多。在100kHz~1MHz频段附近，铁氧体磁材的R急剧增长而金属磁材仍然平稳上升，在1MHz铁氧体磁材达到峰值，而超微晶的峰值在7MHz附近且变化缓慢。综观，铁氧体吸收的峰值在1MHz附近但吸收区较窄，而金属磁材的吸收区较宽。表5.3列出曲线1、2、3、4的磁材和它们的性能参数。但金属磁材吸收区的宽窄与金属基带卷绕的圈数有关，卷绕的圈数越少吸收区越宽，卷绕的圈数越多吸收区越窄，见图5.48。其中JSNA是超微晶磁材。

图5.47  等效阻抗特性与频率的关系

图5.48  基带卷绕圈数与吸收区的关系

表5.3 磁材阻抗的有关参数比较

　　所以，应该根据设备要通过的EMC规范来选择共模电感的磁材、电感量和线圈的结构。

　　在规模生产的行业，如磁带录像机、彩电、PC机等的共模扼流圈往往采用口型有缝隙磁芯（开磁路）。由于它的绕组可以采用通用绕线机绕制，所以适应大规模生产，达到降低生产成本的目的。虽然开磁路的漏感较大、高频性能较差，但能通过该行业的EMC规范。