简述如何更好的设计便携式电源

出处：德州仪器发布于：2011-08-24 15:46:54

　　为产品提供移动性能够带来额外的收益，并且可以开辟既有应用之外的新兴市场。便携式超声设备市场就是一个很好的例子。至今，超声波图像检查还是需要到诊所才可以完成。在大多数发达国家，这通常不是问题。然而在一些偏远的村镇，如果能够将设备直接运送到患者身边，将极大地改善当地的医疗环境。在设计移动设备时，对重量、尺寸和操作时间的权衡取舍是挑战性极强的工作。当常规功率转换效率超过90%时，许多工程师会选择重新设计电路板，力求从不同的功能角度寻求更大的效率改进空间，从而降低整体功耗。

　　一：LDO 的选型和设计

　　LDO 是一种线性稳压器。线性稳压器使用在其线性区域内运行的晶体管或 FET,从应用的输入电压中减去超额的电压，产生经过调节的输出电压。所谓压降电压，是指稳压器将输出电压维持在其额定值上下 100mV 之内所需的输入电压与输出电压差额的值。正输出电压的LDO（低压降）稳压器通常使用功率晶体管（也称为传递设备）作为 PNP.这种晶体管允许饱和，所以稳压器可以有一个非常低的压降电压，通常为 200mV 左右；与之相比，使用 NPN 复合电源晶体管的传统线性稳压器的压降为 2V 左右。负输出 LDO 使用 NPN 作为它的传递设备，其运行模式与正输出 LDO 的 PNP设备类似。更新的发展使用 MOS 功率晶体管，它能够提供的压降电压。使用功率MOS,通过稳压器的电压压降是电源设备负载电流的 ON 电阻造成的。如果负载较小，这种方式产生的压降只有几十毫伏。

　　1: LDO 的重要技术指标：

　　导通压降：定义为维持输出电压在标称值的100mV 范围内时，输入电压与输出电压的差值。这个指标直接反映出效率和电池寿命。

　　静态电流/地电流（Iq or Ignd ）： LDO在无负载工作时自身所需要的电流，直接反映出效率。

　　工作电流：调压器在满负载工作时，自身所需要的电流，直接反映出效率

　　PSRR – Power Supply Rejection Ratio电源干扰抑制率比：反映了电源的变化对该器件的性能指标的影响。也反映了电源输出产生的纹波反射到该器件的输入端的大小。有衰减输出纹波反馈到输入的作用。

　　小写δ指电压的AC值：从100Hz,1KHz, 10kHz,100kHz.

　　2: LDO的选用和使用：

　　I: 选用LDO的不同封装

　　根据环境温度和功耗选择LDO的封装含义如下：

　　LDO 的功耗：

　　Pmax=（Vin-Vout）x Iout+IqxVin（可以忽略）

　　不同封装能耗散的功率：

　　二者必须满足以下关系式：

　　Pmax<Pd

　　例如：Vin=4.2V,Vout=3.0V@200mA TPS79930DDC 封装为： TSOT-23 Iq=40uA

　　工作于：Tj=1250C, Ta=700C, Rtherta=2000C/W

　　Pmax=（4.2-3.0）x200mA+40uAx4.2V=240mW.

　　PD = （TJ - TA）/ JA.=（125-70）/200=275mW.

　　Pmax<Pd, 故可以选用此封装LDO

　　下表所附是TI TPS79930 系列LDO的不同封装的热阻及该封装在不同环境下的功耗：

　　II: 选用LDO的输出电容：

　　此表反映了某系列LDO容许的输出电容ESR的大小在4Ω 到10mΩ：

　　过大过小ESR 输出电容可能导致LDO系统内相位余量不够而不稳定，如下图所示：

　　低的 ESR （50mOhm）将零点移到高频。

　　这样一来零点发生在0dB穿越频率之后，意味着PL,P1两个极点产生-180度总相移。

　　系统不稳定。

　　当然TI也有一系列LDO输出无须输出电容：TPS732XX,由于内部误差运算放大器的相位余量足够大，所以无须外加电容，除非输出电容的ESR和所有寄生电阻的乘积小于50nWF;另由于此类LDO内部集成了一电荷泵提供内部调整管的工作电源，其输入电压可以达1.7V.所以从1.8V直接降压到1.5V,1.2V ,在输出电流达250MA压差为40mV

　　二： DC/DC 电源中电阻和电容的选择和设计：

　　DC/DC是指将一个固定的直流电压变换为可变的直流电压，这种技术被广泛应用于无轨电车、地铁列车、电动车的无级变速和控制，同时使上述控制获得加速平稳、快速响应的性能，并同时收到节约电能的效果。用直流斩波器代替变阻器可节约电能（20~30）%.直流斩波器不仅能起调压的作用（开关电源），同时还能起到有效地抑制电网侧谐波电流噪声的作用。

　　1: 功率回路中的电容的特性和设计：

　　电解电容器一般都有很大的电容量和很大的等效串联电感。由于它的谐振频率很低，所以只能使用在低频滤波上。钽电容器一般都有较大电容量和较小等效串联电感，因而它的谐振频率会高于电解电容器，并能使用在中高频滤波上。瓷片电容器电容量和等效串联电感一般都很小，因而它的谐振频率远高于电解电容器和钽电容器，所以能使用在高频滤波和旁路电路上。由于小电容量瓷片电容器的谐振频率会比大电容量瓷片电容器的谐振频率要高，因此，在选择旁路电容时不能光选用电容值过高的瓷片电容器。为了改善电容的高频特性，多个不同特性的电容器可以并联起来使用。图3是多个不同特性的电容器并联后阻抗改善的效果。

　　ΔV= ΔI X ESRCout

　　当然并联越多， ESR越低，输出纹波越小。

　　2:功率回路中的电感特性和设计：

　　I:Buck电路中输出电感的选择：

　　电感量的计算方法， DC/DC 输出电感电流波形根据工作的模式不同如下图所示：

　　参数r的说明：

　　一般r值我们选0.25-0.5（输出电流时）

　　从公式可以看到， r随输出电流变化而变化，当r=2时，电感工作模式从连续过度到非连续。

　　基本方法的计算公式是从V=L*di/dt演化出来：

　　正激类输出滤波电感和变换器输出电感相同一般工作在电流连续模式。电感量为：

　　Ui----电感输入端电压

　　D---Ton/T占空比

　　Uo---输出电压

　　F=1/T---开关频率

　　k=ΔI/2Io

　　允许的纹波电流越小，即越小，电感越大，纹波电流，反之，电感较小，要求的电容较大，一般k=0.05~0.1

　　II: 电感饱和电流必须满足以下公式：

　　一般选择电感的饱和电流大于或等于控制器的开关电流。

　　Boost和Buck-boost电感的设计：

　　当设计为连续工作模式时，所需的电感量必须满足以下公式：

　　式中Ii=Io/η（1-D）---输入电流平均值。

　　η---变换器效率。

　　当设计为断续工作模式时，所需的电感量必须满足以下公式：

　　式中： Ui---电感输入端电压

　　3:系统的稳定性补偿：

　　这是一电压式（VM） DC/DC控制器的频响曲线：（没有回路补偿）

　　从以上曲线可以看出：

　　主极点由输出电感电容谐振决定的双重极点。增益以-40Db/斜率下降

　　输出的等效内阻ESR和容值构成零点，此时增益以-20Db/斜率下降直到过零点。，这样一来使得相位余量的范围在450到900

　　但当输出电容的ESR太低，相移可能达到1800, 而且f0 太接近开关频率（f0>fsw/3），也会使系统不稳定。

　　综上所看：

　　高ESR 的输出电容 Cout , 可以得到更大的相位余量，但同时输出纹波较大，因为 ΔV= ΔI X ESRCout. . 低感量的输出电感可以得到更大的相位余量，在在负载瞬态响应中过冲很小，但开关电流的峰值高会很高，即输出输出纹波较大。

　　因此我们可以说，电源设计是一系列的折衷考虑。

　　为了使我们的电源系统更加稳定，如果有调整电压输出反馈端，不过去我们可以通过以下方法调整，使的我们可以在采用在采低的ESR电容，输出纹波更低的条件下系统更稳定。

　　I: 一般的电压分压反馈网络：

　　传输函数 G（S）：

　　II: 加入一前馈电容：

　　其传递函数和增加的零，极点如下：

　　III:这种补偿方式增加一零点和一高频极点但减少了高频增益。被用于增加系统的相位余量。

　　IV:这种补偿方式用于减少DC/DC变换器的高频增益，提高相位裕量。并且减少反馈端的噪声。但电容容值不能太大，否则可能使系统的动态响应减慢。

　　四：PCB板设计布局

　　1: PCB板设计布局的一般原则

　　I: 器件的放置的优先级：

　　先功率器件（MOSFET, 整流二极管，输出电感，输出电容），后控制IC,IC周边

　　II: 功率回路尽量短，如上图所示加粗线路：电流从输入到输出的路径。

　　III: 地线：一般电源里有功率地和控制地，要求分别采用星形接地法连接到控制IC的功率地和控制地，后在IC 下通过一个过孔联结在一起。

　　IV: 注意几个敏感点：

　　FB pin 或 I sense 电流取样端：尽量远离功率回路，即上图中加粗的部分，特别提醒，反馈线不能从电感下通过。这部分线可以走的稍远些。反馈取样电阻及电容尽量靠近IC.

　　Switch Node: 在开关电源里，在这一点的电压波形以开关频率（如1.2MHZ）从输入电压到地高速切换，所以有很高的 dV/dt ,电磁辐射非常严重。因此我们在画PCB时，避免把此点设计为一天线，要求输出电感尽量靠近MOSFET 或SW脚，使这点尽量短，使用多层PCB, 避免通过寄生电容偶合到地和信号通到。