当噪声低于三分之一至五分之一的大噪声源时，这样的噪声源都可以忽略，因为它导致的误差会非常小。此时，两个噪声电压必须在电路内的同一点测量。要分析运算放大器电路的噪声性能，必须评估电路每一部分的噪声贡献，并确定以哪些噪声为主。为了简化后续计算，可以用噪声频谱密度来代替实际电压，从而将带宽排除在计算公式之外（噪声频谱密度一般用nV/√Hz表示，相当于1 Hz带宽中的噪声）。

　　如果考虑中的电路--由一个运算放大器和三个电阻组成的放大电路（R3代表节点A处的源阻抗），可以发现六个独立噪声源：三个电阻的约翰逊噪声、运算放大器电压噪声

　　和运算放大器各输入端的电流噪声。每个噪声源都会贡献一定的放大器输出端噪声。噪声一般用RTI来规定，或折合到输入端，但计算折合到输出端（RTO）噪声往往更容易，然后

　　将其除以放大器的噪声增益（非信号增益）便得到RTI噪声。

　　详细分析了中的各噪声源如何反映到运算放大器输出端。有关反相输入端的电流噪声效应，还需要进一步讨论。此电流IIN–不会按预期流入R1--放大器周围的负反馈可保持反相输入端的电位不变，因此从该引脚流出的电流在负反馈强制作用下仅能流入R2,从而产生IN– R2输出端电压。也可以考虑由流入R1和R2并联组合的IN–产生电压，然后通过放大器的噪声增益放大，但结果是一样的，计算反而更复杂。

　　请注意，与三个电阻相关的约翰逊噪声电压已包括在表达式中。所有电阻的约翰逊噪声为√（4kTBR），其中k是玻尔兹曼常数（1.38×10–23 J/K），T是温度，B是带宽（单位为Hz），R是电阻（单位为Ω）。一个很容易记住的简单关系是：1000Ω电阻在25℃时产生的约翰逊噪声为4 nV/√Hz.

　　以上分析假设是单极点系统，其中反馈网络为纯阻性，且噪声增益与频率关系曲线平坦。此情况适用于大多数应用，但如果反馈网络包含电抗元件（通常为电容），则噪声增益在目

　　标带宽内不恒定，必须使用更复杂的技术来计算总噪声。