50%以上占空比脉宽调制（PWM）降压转换器的电流模式控制（CMC）可能会进入次谐波振荡。Lloyd H Dixon在《参考文献 1》中对此做了详细的论述。Dixon表示，这种解决方案给电流检测信号增加一个斜率，其等于输出电感电流的下斜率。需将该额外电压加入要求计算过程中，以便选择正确的电流检测电阻器。

　　输出电感占空比大于50%的推挽式转换器、相移全桥转换器或者任何正向转换器，都是一些需要这种补偿的拓扑结构。但是，为了方便演示，本文选择的拓扑是一种人们相对不熟悉的拓扑结构：三开关正向转换器。请参见图1所示电源部分基本原理图。尽管这种拓扑的权归TI所有，但电路中使用TI控制IC时都可以使用。

图1:三开关正向拓扑

　　这种拓扑拥有许多优点，特别是输入电压范围为手机电池的36到72 V时。拓扑的占空比为67%,从而将设计限定在67%输入电压时的占空比。与此同时，关闭时主开关的电压被限定为电源轨输入电压。这就意味着，低压FET会与其相应低RDS（on）电阻一起使用。这种拓扑还提供了一种恢复电源变压器和主侧漏电感中磁能的方法，从而不再需要高损耗的缓冲器。

图2:VIN（min）和VIN（max）的负载输出电感纹波

　　这种转换器设计在许多其他方面都与降压拓扑结构一样，但是占空比必须限定在67%,以避免出现变压器饱和。通过选择一个具有编程占空比的控制IC（例如：UCC2807-1等），可以实现这种限制（见《参考文献 2》）。由于这种控制器具有要求的占空比限制功能，因此它是这种应用的。所以，本文使用了这种控制器，利用其各种特性进行分析。

　　下面的分析均假设有一个100W、3.3V输出的理论开关电源。该电源流过输出电感的峰值到峰值纹波电流等于30A输出DC负载电流的10%,而输入电压范围为36V到78V之间。另外，我们还假设0.5V正向压降Vfd的同步整流器用于输出。步是确定变压器的匝数比。输入电压时，占空比处在极限 （67%）。利用下列方程式可计算出变压器输出端需要的电压。

　　如果假设变压器绕组电压为36V,则匝数比（Np）为6.147,因此会使用6匝的绕组。绕组被分成两部分，每部分3匝（参见图1）。标准方法是，把二次绕组夹在两个分拆开的绕组之间，Q3也放置在它们两个之间。输入为78V时，变压器输出电压为12.3V,从而得到约31%的占空比Dmin.因此，"关闭"时间等于

　　其中，fsw为200kHz的计划开关频率。达到10%理想峰值到峰值纹波电流的输出电感（图1所示L1）为：

　　通过计算得到，方程式2中输出电感为4.33μH.为了设计方便，我们使用4.5μH.使用该值以后，可以计算得到输出电感的下降电流Ids为：

　　通过计算得到，电感的下降电流 （Ids） 为 0.844 A/μs.同时还得到，输入电压时输出电感的峰值电流为：

　　由于峰值到峰值纹波电流被定义为10%输出电流，该电流经过平衡后得到额定DC输出。所得峰值电流为31.884 A.

　　输入电压时，确定LOUT的差动电压是可能的。由此，我们可以知道输出电感的变化速率为0.489 A/μs.知道占空比和频率后，便可以计算出输出电感中电流增加的时间，从而能够确定这些状态下的纹波电流大小。，我们可以知道输入电压下的峰值电流为31.122 A.具体波形显示在图2中。这些值几乎都相等，但如果增加下降电流，它们便会变化-以一种令人吃惊的方式。为了获得输入电压必须给峰值电流增加的下降电流为：

　　为了获得输入电压而必须给峰值电流增加的下降电流为：

　　请参见图3,其有效下降电流被添加至图2所示电流。结果，即使实际峰值相反，但输入电压的有效峰值电流还是高于输入电压的有效峰值电流。有效电流（包括输入电压的下降电流）的峰值为33.9A,其为设置电流检测电阻器Rs必须使用的值。该电流（包括转变为电流的下降电流）为5.658A.选作控制器的IC拥有1.0V的典型电流自动切断电平，但容差值在0.9到1.1V之间。要确保所有单元都能提供要求的功率，需使用下限，并设定Rs值，以便让5.658A时它的电压为0.9V值的95%.这样便可实现5%的瞬态安全余量，并将Rs设定在0.15Ω。当然，会有5W左右的功率损耗，其有可能由一个电流变压器产生。使用一个100:1的变压器时，Rs可能会增加至15Ω。后面内容，我们假设使用这样一个变压器。

图3:二次电流加有效下降电流

　　实际上，下降电流（Ids）既没有流过电流变压器，也没有流过电源变压器，但却需要考虑其影响，它会影响电阻器Rs的电压。因此，需在电阻器Rs和IC的电流检测引脚之间增加一个电阻器Rdspri.在IC的电流检测引脚处，电流斜波被注入到电路中。这种电流斜波的存在，让IC电流检测引脚和电阻器Rs之间电阻器Rdspri中形成的等变电压（ramp voltage），等于Ids转变为电流在电阻器Rs中形成的电压。我们假设，一个等效下降电流正流经电阻器Rs,从而同时考虑到电源变压器和电流变压器绕组比。这种情况下，为了计算简单，我们将电阻器Rdspri设定为1kΩ，其远大于电阻器Rs.

　　接下来，计算Rdspri要求的dv/dt:

　　由该结果，我们可以计算得到1kΩ电阻器需要的电流斜波：

　　"开"时间的这种电流带来70.7μA的峰值电流。

　　使用一个可编程、占空比PWM控制器（例如：UCC2807）时，通过将两个计时电阻器设定为相同值来将占空比设定为67%相对更加简单，如产品说明书所示。另外，这种组件的规格额定，计时电容器的谷值电压和峰值电压分别等于1/3VCC和2/3VCC.这样便得到一个1/3VCC的电压斜波幅值。知道这一点以后，我们现在便可以对电路进行设计，让它产生一个可注入到电流检测电路中的斜波电流，以向电流信号提供下降电流。

　　图4显示了用于产生期望电流的一个电路。该电路基于UCC2807-1控制IC,VDD设定为11V."三角"斜波的谷值电压和峰值电压为3.667V值和7.33V值，并且值到值的时间等于"开"时间。在该电路中，R3等于2倍R4.这样便让Q6基极的电压等于1/3VCC,其为"三角"电压的谷值。由于"三角"引脚的电压在谷值到峰值（2/3VCC）之间摆动，R2的电压便在0到1/3VCC之间线性变化。给R2选择一个值，让其获得70.7μA 的电流和3.667 V的 （51.8 kΩ） 电压，然后使用Q5/R1和Q7/R6构建起统一电流反射镜。这样，设计人员便可以生成电流检测信号，将所需电流加至电流检测信号，并拥有正确的形态和1Kω电阻计时。

图4:用于生成预期Rdspri电流的电路

　　结论

　　三开关正向转换器在能量回收方面拥有许多独到之处，它可以将磁能和侧漏能量返回至源，无需使用缓冲器，降低了普通正向转换器中常见的电磁干扰。相比占空比大于50%的双开关正向拓扑结构，它同样具有许多优势。本文为您介绍了一个计算举例。在确定电流检测电阻器值，以及了解降压转换器50%以上占空比稳定工作所需下降电流的影响时，这种计算都是必需的。文章还介绍了增加转换器下降电流的一种方法。

参考文献:

[1]. UCC2807-1 datasheet https://www.dzsc.com/datasheet/UCC2807-1_670181.html.
[2]. 30A datasheet https://www.dzsc.com/datasheet/30A_953528.html.