摘要：鉴于常规的磁性元件设计方案所存在的局限性，本文针对600W双管正激变换器中的高频变压器采用“MagnetICs Designer”软件进行自行设计，给出了具体的设计方案全过程，并通过Pspice仿真验证其设计方案的实用性。

　　1、 引言

　　在高频开关变换器中磁性元件的应用非常广泛，主要有变压器和电感器两大类：当变压器用时，可起电气隔离、升降压及磁耦合传递能量等作用；当电感器用时，起到储存能量、平波与滤波等功能。并且其性能的好坏对变换器的性能产生重要影响，特别对整个装置的效率、体积及重量起举足轻重的作用。因此，磁性元件的设计是高频开关变换器设计中的重要环节。

　　高频开关变换器中的磁性元件设计，通常是根据铁芯的工作状态，合理选用铁芯材料，正确设计计算磁性元件的铁芯及绕组参数。但由于磁性元件所涉及的参数太多，其工作状态不易透彻掌握，因此常规的设计方法不能全面反映其实际工作情况和考虑其它因素的影响，也就很难达到所需的性能指标和满足设计要求。

　　针对高频开关变换器中的磁性元件设计的重要性、必要性及其复杂性，笔者采用IntuSOFt公司的“Magnetics Designer”软件根据磁性元件的实际工作情况进行计算设计，获得较理想的效果。本文首先介绍了磁性元件设计中应考虑、注意的一些问题，并针对600W双管正激变换器中的高频变压器给出了具体的设计方法和设计过程，通过仿真加以验证。

　　2、 磁性元件设计中应考虑的要点

　　2.1 铁芯瞬态饱和

　　在高频开关变换器启动瞬间，由于双倍磁通效应，其磁性元件的铁芯可能瞬态达到饱和，从而产生很大的浪涌电流，导致与磁性元件相连的开关器件损坏。因此，为防止铁芯瞬态饱和，可采用的方法：一是把工作磁感应强度值减小，但这样会降低铁芯的利用率；二是增加软启动环节，启动时减小功率管的导通脉冲宽度，然后逐渐增大磁感应强度到稳态值。

　　2.2 绕组的漏感

　　绕组的漏感对高频开关变换器产生很大的负面效应，影响其正常运行。例如当功率开关关断时，绕组的漏感储能释放，在主开关上产生电压尖峰，使功率器件电压应力增大；另外，一台开关变换器中有多个磁性元件，因而有多个寄生电感，造成严重的电磁干扰（EMI）。为减少绕组的漏感，可采取的措施有：一是选择合适的铁芯结构和形状；二是绕组设计成瘦高型，增加绕组高度，减小绕组厚度；三是绕组采用绞合铜线或宽薄铜箔，使铜占因子升高；四是采用分层交叉绕制方法，使绕组耦合紧密。

　　2.3 集肤效应

　　磁性元件在高频工作时，导线中通过交变电流会产生集肤效应，即导线横截面上的电流分布不均匀，内部电流密度小，边缘部分电流密度大，使导线有效横截面积减小，电阻增大。为使集肤效应的影响减小，导线直径应不大于两倍渗透深度。

　　3、 双管正激变换器中的高频变压器设计

　　图1为组合双管正激变换器的电路原理图，M1,M2,D1,D2与副边拓扑构成1#双管正激变换器，M3,M4,D3,D4与副边拓扑构成2#双管正激变换器。工作时，2#变换器的控制脉冲相对于1#变换器移相了1800,双路变换器交替工作，向副边传输能量，通过二极管D1,D2或D3,D4向原边输入电源回馈能量，实现铁芯磁复位。

　　图1 组合双管正激变换器的电路原理图

　　下面针对图1中的高频变压器进行具体的分析与设计，电路的参数如下：输入电压VCC = 12v,输出电压Vo = 120v,输出电流Io = 5A,开关频率f = 100K,工作占空比D = 0.45,滤波电感Lf = 50 uH.

　　3.1 高频变压器的磁分析

　　由于加在变压器原边的激磁电压为单向脉冲，铁芯的磁状态工作于局部磁滞回线上，如图2所示。当功率管导通时，t∈[0,DT],变压器原边正脉冲电压序列激磁，铁芯内磁感应强度B沿局部磁滞回线从Br磁化到Bm;关断时，t∈[DT,T],变压器原边电压为零，铁芯通过二极管实现磁复位，磁感应强度B沿局部磁滞回线从Bm去磁至Br.

　　图2 变压器铁芯的局部磁滞回线

　　通过图2可知，由于铁芯磁状态只在B-H平面象限内变化，故铁芯不能充分利用，利用率较低，并且工作于局部磁滞回线，磁导率也较低。因此，对于双管正激变换器中的高频变压器，应选择高Bs、高磁导率、低Br及低损耗的磁性材料。

　　3.2 高频变压器的参数分析计算

　　单路变压器的工作频率f = 100k ,因此，对于滤波电感其工作频率为2f = 200k,分析计算可得：

　　峰峰值电感电流：

　　其中， VD:续流二极管压降，取为0.5v.

　　电感的平均电流：

　　电感的电流：

　　电感的电流：

　　变压器副边直流电流的平均值：

　　变压器副边交流电流的平均值：

　　变压器原边电压：

　　其中，Vmosfet:功率开关管的导通压降，取为0.5v.

　　变压器副边电压：

　　其中，VDW:整流二极管的压降，也取为0.5v.

　　原、副边匝数比：

　　变压器原边直流电流的平均值：

　　变压器原边交流电流的平均值：

　　另外，单路变压器的输出功率为320W（考虑损耗），室温为25摄氏度，温升为60摄氏度。通过以上的参数分析计算，得到高频变压器的设计规格如表一所示：

　　表一 高频变压器的设计规格

　　3.3 高频变压器的软件实现及SpICe模型

　　根据表一的设计规格，使用Magnetics Designer软件完成高频变压器的自行设计。首先选取适用的铁芯与材质，当输入工作频率值后，铁芯精灵软件会自动选取适当的铁芯尺寸，并由程序自动化处理尺寸大小，然后在变压器窗口中输入相关绕组电压值与电流值等设计规格，进行多次的改进设计，Magnetics Designer会将变压器的电气特性与绕组规格产生完整的输出，以转交给制造商制作高频变压器或提供给使用者作设计参考。

　　另外，Magnetics Designer软件可以建立所设计的高频变压器Spice模型，此模型包括所有的铁芯损与铜损、交流与直流电阻、漏电感与磁化电感和绕组电容等，并且是以子电路的形式实现的，可以很容易的与Pspice电路仿真软件进行嫁接，实现很完美的仿真。图1中的高频变压器Spice模型子电路清单如下：

　　*src=“” E42/21/15 （94--036002）

　　*SYM=Untitled

　　.SUBCKT Untitled 1 2 3 4

　　*Copyright（c） IntuSOFt 2000. All rights reserved, redistribution prohibited.

　　*Fair-Rite, E Ferrite, 75_10100K_25C, E42/21/15 （94--036002）

　　*exempt 31097 3693 -17580

　　** ** ** **

　　Rdc1 N41 N61 372.5u

　　Lmag N41 2 23.17u

　　Rcore N41 2 129.5

　　Rac1 N61 1 372.5u

　　Lac1 N61 1 1.778n

　　** ** ** **

　　L12 N41 in2 51.31n

　　C1_2 in2 2 -925.1p

　　C2_23 2 4 9.720p

　　C3_23 2 N42 18.87p

　　Efwd2 N82 4 in2 2 12.50

　　Vsens2 N82 N42

　　Ffbk2 in2 2 Vsens2 12.50

　　Rdc2 N42 N62 77.67m

　　Rac2 N62 3 77.67m

　　Lac2 N62 3 370.8n

　　.ENDS

　　3.4 仿真结果

　　为了验证高频变压器的设计结果，对图1所示的组合双管正激变换器进行了Pspice仿真，其中的高频变压器采用Magnetics Designer软件所生成的Spice模型，主要仿真波形如图3所示。

　　图3 组合双管正激变换器的主要仿真波形

　　图3（a）、图3（b）分别是变换器输出电流和输出电压的波形，仿真结果符合设计要求，并反映了变换器的启动过程。

　　4、 结论

　　磁性元件是高频开关变换器中必不可少的关键器件，它担负着磁能的传递、储存以及滤波等功能，并且其性能参数对开关变换器的性能影响很大，因此磁性元件设计的重要性是不言而喻的。本文所提出的采用Magnetics Designer软件对磁性元件进行自行设计的方法，既反映了磁性元件的实际工作情况，又证实了设计方案的实用性，具有一定的指导意义和很强的实用价值。