GaN 功率晶体管的“电流崩溃”行为
　　虽然 GaN 功率晶体管因其低能量损耗和高功率密度能力而在电力电子应用中变得越来越流行，但设计工程师仍然对其可靠性存在一些担忧。GaN 功率晶体管的主要问题之一是其动态导通电阻 (RDS(ON)) 在开关操作期间增加，这种现象称为“电流崩塌”。电流崩塌是施加高漏极关断电压时晶体管结构中捕获电子的结果。在开启事件期间需要时间来清除被捕获的电子，这通过动态 RDS(ON) 测量来表征。动态 RDS(ON) 的增加会降低 GaN 功率晶体管的传导损耗并导致温度升高，从而影响 GaN 功率晶体管和整个系统的可靠性。尽管许多制造商提供“无塌陷”GaN功率晶体管，但工程师仍然担心电流塌陷的影响。因此，不仅器件制造商，电源转换器设计工程师也需要准确评估GaN功率晶体管的动态RDS(ON)。
　　动态导通电阻面临的挑战
　　测量 许多工程师都在努力准确评估动态 RDS(ON)。主要有两个原因：1) 过驱动，2) 示波器动态范围的限制。
　　当我们测量动态 RDS(ON) 时，我们希望将示波器范围设置得足以仅监控通态漏极电压 (VDS(ON))，例如 1V/p，从而为我们提供示波器的分辨率。不幸的是，晶体管是从高漏极关断电压 (VDS(OFF))（例如 400 V）进行切换。如果测量范围不够宽，无法覆盖 VDS(OFF) 和 VDS(ON)，则示波器中的放大器会使波形失真。 ）。这种现象称为示波器“过驱动”[1]，会导致示波器放大器饱和和错误的 VDS(ON) 测量。
　　因此，我们必须将示波器范围设置得足够宽，以捕获 VDS(OFF) 和 VDS(ON)，以避免输入过驱动。然而，我们这次遇到的问题是示波器动态范围的限制。即使是市场上具有垂直分辨率的高端示波器，在 20 MHz 带宽下也只有大约 9 个有效位数 (ENOB)（注：在大多数情况下，ENOB 是比原始位数更有用的参数）示波器中 ADC 的位。通常，一些原始位低于放大器的本底噪声，导致它们无法使用）。因此，示波器只能识别满量程的1/29 = 1/512。如果 VDS(OFF) 为 400 V，则分辨率将为 400/512 = 0.78 V，这对于动态 RDS(ON) 测量来说是完全不可接受的分辨率。
　　是德科技测量动态 RDS(ON) 的方法

　　为了克服 GaN 功率晶体管测试中的这一挑战和其他挑战，是德科技开发了一款定制 GaN 测试板，可与 PD1500A 动态功率器件分析仪和双脉冲测试仪配合使用。为了专门克服示波器动态范围的限制，我们开发了钳位电路。图 1 显示了我们定制的 GaN 测试板。新开发的钳位电路放置在被测设备（DUT）的接口附近。正如我们在之前的文章中讨论的那样，该板还具有是德科技的无焊 DUT 接口、低插入电感电流传感器和可更换栅极电阻器，我们称之为可重复且可靠的 GaN 表征 (R2GC) 技术。

　　图 1.是德科技采用 R2GC 技术的定制 GaN 测试板。

　　图 2 显示了钳位电路的简化概念。该电路与 DUT 的输出并联放置。例如，假设 Q1 的电压阈值 (VTH) 为 2V。如果钳位电压设置为 8V，则当 DUT 的 VDS 低于 6V 时，该电路可以测量高达 6V 的电压 VCLAMP。但是，当 VDS 高于 6 V 时，系统测量的电压不超过 6 V。这意味着示波器可以设置在低电压范围（例如 1 V/p），从而为动态 RDS(ON) 测量提供足够的垂直分辨率。JEDEC 的出版物 JEP173 [2] 中也建议了这种使用钳位电路的测试方法。

　　图 2. 钳位电路的简化示例。

　　图 3. 通过新开发的带有钳位电路的 GaN 测试板获得的 650 V 额定值 GaN E-HEMT 的导通开关波形。

　　我们使用市售的 650 V 额定值 GaN E-HEMT（增强型高电子迁移率晶体管）评估了定制 GaN 测试板的性能。图 3 显示了 GaN E-HEMT 在 VDS(OFF) = 400 V、IDS(ON) = 30 A 时的开启波形。黄色波形显示钳位漏极电压 (VCLAMP)，棕色线显示 RDS(ON) ）由 VCLAMP/IDS 使用示波器上的 20 MHz 低通滤波器设置计算得出。黄色波形显示测得的 VDS 被钳位在 4.5 V 左右，并且可以清楚地测量到 2 V 左右的 VDS(ON)。RDS(ON) 波形的峰峰值噪声约为 1 mW（以 VDS(ON) 计算为 30 mV），这比我们上面讨论的原始 VDS 分辨率 0.78 V 得多，足以评估动态 RDS (ON) 对于大多数 GaN 功率晶体管。

　　图 4. PD1500A（采用新开发的钳位电路）和 B1505A 获得的 100 V/10 mW GaN E-HEMT 动态 RDS(ON) 的测量结果
　　钳位电路的另一个重要特性是电路的响应时间。在DC-DC转换器等典型电力电子应用中，GaN功率晶体管的开关频率越来越快，已经超过1 MHz。这意味着钳位电路的响应时间应小于几百纳秒，才能在实际工作条件下测量动态 RDS(ON)。钳位电路的元件（例如晶体管和二极管）本质上具有一定量的结电容和恢复特性，这会降低电路的响应时间。因此，获得钳位电路的快速响应是另一个挑战。
　　回到图 3，钳位的 VDS 波形（黄色）在导通转换开始后显示出约 50 ns 的负下降。该负下降归因于钳位电路的寄生效应。在此下降之后，钳位的 VDS 显示正确的 VDS(ON) 波形。我们的双脉冲测试系统中钳位电路的响应时间被证明小于 100 ns，这对于大多数应用来说已经足够快了。
　　我们还将新的动态 RDS(ON) 测试方法与之前的系统（带有 N1267A HVSMU/HCSMU 快速开关的 B1505A）进行了比较。图4显示了两个系统获得的100 V/10 mW GaN E-HEMT的测量结果。由于 B1505A 基于源测量单元 (SMU) 技术，因此测量需要数十微秒才能稳定。另一方面，PD1500A 的钳位电路的响应时间快了约 1000 倍，并成功检测到开启后 100 ns 内发生的电流崩塌行为的快速响应。结果还表明，测得的动态 RDS(ON) 的本底噪声大约比 B1505A 小十倍，证明我们在动态 RDS(ON) 测量方面做了显着改进
　　为了进一步了解我们的动态 RDS(ON) 测试能力，我们评估了 650 V 额定值 GaN E-HEMT 的动态 RDS(ON) 的关闭脉冲长度和 VDS(OFF) 依赖性。一般来说，当施加更长和更高的 VDS(OFF) 应力时，具有电流崩塌的 GaN 功率晶体管的动态 RDS(ON) 会增加。通过比较双脉冲测试波形的个脉冲和第二个脉冲之间的 RDS(ON) 可以看出电流崩塌的影响。

　　图 5 显示了双脉冲测试期间 GaN E-HEMT 的动态 RDS(ON) 行为。我们提取了个脉冲（VGS 关闭前 100 ns）和第二个脉冲（VGS 开启后 100 ns）之间的 RDS(ON) 偏差 (ΔRDS(ON))。如图 6 所示，随着施加更长和更高的 VDS(OFF) 应力，ΔRDS(ON) 略有增加，证实我们的双脉冲测试系统可以有效评估 GaN 功率晶体管的电流崩溃。

　　图 5. 500 V/20 A 下 650 V 额定值 GaN E-HEMT 的动态 RDS(ON) 双脉冲测试结果和 ΔRDS(ON) 提取。

　　图 6. 650V 额定值 GaN E-HEMT 的关断脉冲长度和 ΔRDS(ON) 与 VDS(OFF) 的相关性
　　概括
　　电流崩塌仍然是许多工程师对GaN功率晶体管关心的问题之一，并且由于测试仪器的限制，其评估非常具有挑战性。正如我们在本文中所讨论的，我们成功创建了一个可重复且可靠的双脉冲测试系统，该系统可以通过采用新开发的钳位电路来有效评估 GaN 功率晶体管的动态 RDS(ON)。