我们讨论的模型描绘了一个理想的 MOSFET，并且由于早期 MOS 晶体管的沟道尺寸较长，因此对于早期 MOS 晶体管来说相当准确。然而，后续研究和晶体管的持续小型化都揭示了晶体管行为中的一系列非理想性。本文将介绍这些非理想性的基础知识以及它们如何影响模拟集成电路中的晶体管性能。
　　寄生电容
　　由于 MOSFET 的物理实现，在端子结之间形成了以下寄生电容：
　　C GS：栅极-源极电容。
　　C GD：栅极-漏极电容。
　　C GB：栅极至体电容。
　　C SB：源至体电容。
　　C DB：漏极至体电容。

　　在设计包含 MOSFET 的模拟 IC 时，这些电容对电路带宽影响很大。图 1 显示了它们的位置。

　　标有寄生电容的 NMOS 晶体管结构。
　　图 1.具有寄生电容的 MOSFET 结构。
　　电容值根据工作区域而变化，我们将在接下来的章节中讨论。
　　栅极-源极电容和栅极-漏极电容
　　虽然图 1 中没有显示，但在晶体管制造过程中，源极和漏极会略微延伸到栅极下方。在栅极与源极或漏极重叠的区域，会形成一个电容器，栅极氧化物 (SiO 2 ) 是它们之间的电介质。此重叠的长度称为L diff。
　　由氧化物电容 ( C ox )形成的栅极 - 源极 (或漏极) 电容的值可以按以下公式计算：
　　$$C_{GS}~=~C'_{ox}~\times~W~\times~L_{diff}$$等式 1.
　　在哪里：
　　C' ox等于 \(\frac{\epsilon_{ox}}{t_{ox}}\)ε ox是二氧化硅的介电常数
　　t ox是栅极氧化层的厚度（图1所示的高度）。
　　这个简单的栅极-源极（或漏极）电容公式仅在源极和漏极彼此分离时才有效，当晶体管处于截止或饱和状态时（因为通道会夹断）才有效。在线性区域中，源极和漏极通道实际上被电阻通道“短路”，因此我们只需要关注栅极和通道之间的氧化物电容。
　　由于该器件是对称的，因此在线性区域中，我们可以假设源极和漏极将各自占据氧化物电容值的一半。栅极 - 源极和栅极 - 漏极值可以计算如下：
　　$$C_{GS}~=~C_{GD}~=~\frac{1}{2}~\times~W~\times~L~\times~C'_{ox}$$等式 2.
　　栅极至体电容
　　C GD的值实际上由两个独立电容器的并联组合而成：
　　氧化电容，位于栅极和衬底之间。
　　耗尽电容器，形成于耗尽层（沟道和衬底之间的区域）与衬底之间。
　　氧化物电容值可利用以下公式计算：
　　$$C_{ox}~=~C'_{ox}~\times~W~\times~L$$
　　等式 3.
　　以及耗尽电容，使用这个：
　　$$C_{dep}~=~CGBO~\times~W~\times~L$$
　　等式 4.
　　其中CGBO是依赖于晶体管物理特性的栅极体重叠电容项。
　　氧化物和耗尽电容器彼此并联 - 当两者都存在时，它们相加。在截止区，由于栅极和主体之间没有通道，C GB 的值是公式 3 和公式 4 的总和。一旦存在通道，C ox就会与主体断开，就像我们之前讨论的栅极到源极/漏极电容一样。因此， C GD的值等于C dep，可以使用公式 4 找到。
　　源极至体电容和漏极至体电容
　　推导C SB和C DB的值需要大量的器件物理知识。这些值由结电容 ( C J ) 决定。C J的值由耗尽区宽度决定，而耗尽区宽度又取决于 MOSFET 内的掺杂浓度。
　　我们需要从中得出的结论是，C SB和C DB将保持在源极或漏极和主体之间的连接处恒定，因为端子的尺寸在操作区域之间不会改变。
　　电容值汇总
　　表 1 总结了 MOSFET 按工作区域的寄生电容值。
　　表 1.寄生电容值。
　　电容隔断线性 (Linear)饱和
　　C GS和C GD
　　\（C'_{ox}~\times~W~\times~L_{diff}\）
　　\（ \frac{1}{2}~\times~W~\times~L~\times~C'_{ox}\）\（C'_{ox}~\times~W~\times~L_{diff}\）国标
　　\（C_{ox}~+~C_{dep}\）
　　\（C_ {dep} \）\（C_ {dep} \）
　　C SB和C DB
　　\（C_{J}\）
　　\（C_{J}\）\（C_{J}\）
　　身体效应
　　我们之前讨论了晶体管的体极和源极端子通常连接到相同的电位，但没有解释为什么会这样。为了理解原因，让我们更深入地了解一下当V GS的值从 0 增加到大于阈值电压 ( V th ) 时物理晶体管的情况。
　　随着V GS从零缓慢增加，硅中的正空穴被推离栅极，留下带负电的离子。这会产生耗尽层- 不存在电荷载流子的区域。随着V GS继续增加，栅极电荷开始慢慢增长到大于耗尽层的电荷，因此源极和漏极之间可以形成电子通道。

　　假设体电压变得比源极更负（V SB > 0）。现在更多的空穴被吸引到体端，导致在通道附近形成更大的耗尽区。这意味着阈值电压增加，因为现在需要更大的栅极电压来克服耗尽区的电荷并形成通道。当V SB < 0 时，情况相反：在通道附近形成较小的耗尽区，并且V th相应地下降。

　　体效应如图2所示。
　　MOSFET 中体效应的一个例子。
　　图 2. I D与V GS随V SB变化的关系（浅蓝色： V SB = 0 V；绿色： V SB = –0.5 V；红色： V SB = 0.5 V）。
　　关于体效应的阈值电压可以计算如下：
　　$$V_{th}~=~V_{th0}~+~\gamma \sqrt{2 \Phi_{F}~+~V_{SB}}~-~\sqrt{2| \Phi_{F}|}$$等式 5.
　　在哪里：
　　V th0是标称阈值电压
　　Φ F是硅的费米势。
　　体效应对模拟设计有很大的影响——将晶体管堆叠在一起是很常见的，这会导致体效应以非平凡的方式改变阈值电压。
　　通道长度调制
　　理论上，饱和状态下的晶体管应充当具有无限输出电阻的完美电流源。实际上，当沟道夹断时，V DS仍会对漏极电流产生影响，因此晶体管的输出电阻很大但有限。这是由于一种称为沟道长度调制的现象，其中随着饱和区漏极电压的增加，沟道长度开始逐渐减小。
　　为了适应沟道长度调制，我们将饱和状态下的漏极电流方程调整为：
　　$$I_{D}~=~\mu C_{ox} \frac{W}{L}( V_{GS}~-~V_{th})^{2} ( 1~+~ \lambda V_{DS} )$$等式 6.
　　通道长度调制系数λ 计算如下：
　　$$\frac{\Delta L}{L} V_{DS}~=~\lambda$$
　　等式 7.
　　由此，我们可以计算出饱和状态下的输出电阻（ROUT）为：
　　$$R_{OUT}~=~\frac{1}{ \mu \lambda C_{ox} \frac{W}{L} ( V_{GS}~-~V_{th})^{2} }$$等式 8.
　　亚阈值传导
　　之前，我们定义了三个晶体管工作区域：截止、线性和饱和。实际上，还有第四个：亚阈值区域，这在超低功耗模拟 IC 设计中非常流行。
　　形成该区域的原因是，晶体管不会在V GS低于V th时准确关闭。相反，扩散电流在源极和漏极之间形成一个小通道。当V GS < V th时，该扩散电流不可忽略，并且与V GS呈指数相关。由此产生的亚阈值区域的I - V曲线计算如下：
　　$$I_{D}~=~I_{S}e^{(\frac{V_{GS}}{ \xi V_{T}})}$$等式 9.
　　在哪里：
　　I S是晶体管的特定电流，与 \frac{W}{L}\) 成正比。
　　ξ 是非理想因子（在硅中 > 1）
　　V T是热电压，等于\（\frac{k\text{T}}{q}\）。
　　迁移率下降和速度饱和
　　晶体管内的漂移电流由内部电场决定，随着晶体管尺寸的缩小，其电场迅速增加。事实证明，对于短沟道晶体管，晶体管内可以实现的少数载流子速度有一个值。这被称为饱和速度。
　　这限制了某些器件相对于V GS和V DS 的电流增加，因为它们的驱动电流终会达到值。此外，随着电场的不断增加，这些载流子的迁移率会降低，导致在这些非常高的电压下驱动电流会降低。这种短沟道效应是现代晶体管行为的众多方面之一，无法通过我们在上一篇文章中研究的平方律方程来预测。
　　漏极诱导势垒降低 (DIBL)
　　当V DS变得足够大时，漏极开始吸引负电荷到栅极下方的表面，帮助栅极形成通道。因此，有效阈值电压会降低，形成V th与V DS成反比的关系。这被称为漏极感应势垒降低，简称 DIBL。