摘要：本文将对新技术在对高性能微处理器供电中的应用作研讨，并对新型控制器芯片与选用作分析说明。

　　前言

　　当今高性能微处理器的特征是高性能大电流CPU(如Intel和AMD等CPU)。而高性能大电流CPU在性能有了显着提高, 从而对电源的要求越来越高，其特点是快速的负载阶跃响应、严格的输出电阻限制以及快速的输出变化。随之而来的是供电的电压控制器(调节器)也要变得更加和复杂。从而使电源设计人员所面临的挑战也就是如何应用或设计电压控制器以满足更大的功率、更小的电压容限以及更快的负载瞬态响应，并降低电源的元件总成本。为此本文实际上由此引发成为对高性能大电流CPU的供电技术方案的研讨。“知己知彼百战不殆”,那首要的是具体了解高性能大电流CPU的在供电上究竟有什么新要求。

　　1、高性能大电流CPU的供电新要求

　　“相”数与电流均衡

　　电压控制器(调节器)提供的通道数或称电源“相”数。每相可提供25W至40W的功率。如对于Pentium Ⅴ而言，单相电压控制器就可满足要求，而一代CPU则需要采用3相或4相电压控制器。现有的电压控制器,如对于台式计算机和一些较大的笔记本电脑来说，具有纹波电流的四相控制器应为负载阶跃提供快速的响应。为此设计多相电源所面临的挑战之一便是合理分配各相电流(功率)。如果某相电流严重地不成比例，会加大元器件的负荷并缩短使用寿命。实际上，所有多相控制器器都包含了能够主动均衡各相电流的电路。

　　电压与开关频率

　　为使CPU工作在较高的时钟频率，要求其电源电压具有极高。并且必须在静态和动态负载下都能保持高指标。通过采用精密的片上基准，以及地降低失调电压和偏置电流，可获得良好的静态。而动态电压则与电压控制器的控制环路带宽以及控制器输出端的大容量电容有关。由于任何控制器都不能立刻响应CPU的电流突变，因此设计电路需要大容量的电容。控制器控制环路带宽越高，响应CPU动态需求的速度就越高，并可快速补充大容量输出电容的暂态电流。众所周知,因为电感无法提供大的电流阶跃，所以需要大容量的电容，但这样提高成本并加大了印制电路板面积。而且电容的容量也有上限，使用过多电容会使电源也无法及时响应动态输出的电压阶跃。

　　需要指出的是,如若具有纹波电流的四相控制器应为负载阶跃提供快速的响应,则必须有足够高的开关频率以所需的转换速率来响应负载瞬变，还需要MOSFET来保证低的导通电阻RDSON并且使高频开关损耗。如果需要提高开关频率，那么需要增加控制器反馈环路的带宽以提供足够快的响应，可是大带宽的控制器却未必稳定。如果对现有控制器降低带宽，提高开关频率就没有任何意义，因为降低带宽总是会限制环路响应的。

　　2、典型的控制器模式

　　实际上所有多相电压控制器都采用PWM结构,只是形式不同吧了。大多数电压控制器工作在固定频率，由时钟信号触发高压侧MOSFET(见图1中的QH1)导通，使输入电源开始对电感充电。

图1 电压控制器采用PWM结构基本形式的简化示意图

　　当控制环路确定应该终止“导通脉冲”时，高压侧MOSFET断开，低压侧MOSFET(QL0)导通，电感对负载放电。由于脉冲前沿(高压侧开通)时间固定(由内部时钟设置)，而脉冲后沿(高压侧断开)则根据控制环路和实时状态变化，因此这种PWM控制类型称为后沿调制。高压侧MOSFET漏极电流是一种粗糙的方波，占空比等于n?Vout／Vin，幅度为输出电流的1／n倍。因此必须采用低ESR输入电容(根据RMS电流而定)在输入端过滤纹波。输入电容值取决于纹波的大小和其他几种因素，来自交流电流积分器的电容电压就是其中一个。大多数纹波来自于电容ESR和交流电流。将这个具有低ESR值的IR压降减至以便满足系统需求。

　　电压控制模式特征

　　在电压控制模式下（见图2所示），输出电压(或其比例)与固定的内部基准电压进行比较。

图2 简化的电压控制模式示意图

　　产生的误差信号再与内部固定的锯齿波(或斜坡)信号进行比较。该斜坡信号与时钟脉冲同时触发，而且只要斜坡信号低于误差电压，PWM比较器的输出就一直保持为高电平。当斜坡信号高于误差电压时，PWM比较器的输出变为低电平并终止导通。电压环路通过适当的调节控制电压(VC)以及由此产生的占空比，使输出电压保持恒定。

　　电压模式具有良好的噪声抑制能力，这是因为在设计控制IC时，可以使斜坡信号的大小与实际信号一样大。输出电压是返回到控制器的敏感信号，因此，电压模式相对容易布局。

　　对于输入电压的变化，电压模式的响应较慢。要响应输入电压的变化，首先必须由输出电压误差反映出来，然后经过电压反馈环路进行校正。因此，响应时间受控制环路的带宽限制。目前，大多数电压模式控制器均包含可检测输人电压变化的电路，并通过相应地调节其斜坡信号提供“前馈”。然而，这增加了控制器的复杂性。

　　两相或多相电压控制器必须动态均衡各相之间的电流，防止某一相电流不成比例。每相电流检测可通过监测高压侧或低压侧MOSFET的电流来实现，或通过检测每相流过检流电阻的电流来实现。检测MOSFET的电流成本低廉，因为它利用了现有的电路元件。

　　获取每相电流信息的另一种方法是利用电感的直流电阻(DCR)作为检流元件。由于这种方法利用了现有的电路元件，并由DCR容限来保证合理的，因此不增加任何成本。将串联的电阻、电容跨接在电感两端，RC时间常数与L/DCR时间常数相匹配。通过检测电容器两端的电压，即可很好地表征电感电流的直流和交流特性。目前这种方法在电压模式和电流模式CPU供电控制器中相当常用。

　　峰值电流模式特征

　　峰值电流模式(见图3所示)将电流检测引入控制环路，用电感电流斜坡取代了电压模式下的斜坡信号。

图3 峰值电流模式

　　与电压模式类似，按照固定频率开通高压侧MOSFET，使电感电流线性上升。当峰值电感电流等于误差电压时，导通脉冲终止，高压侧MOSFET断开。这种方式需要一个电压环路和一个电流环路，电压环路通过适当调整由电流环路测量的电感峰值电流，来保持输出电压的稳定。

　　除了输出电压外，峰值电流模式还需要返回一个电流检测信号，可以由负载电流通路的取样电阻提供(参见电流均衡。若要限度地降低 损耗，检流电阻的阻值要尽可能小一些。因此，取样信号往往比电压模式的内部斜坡信号小一个数量级。值得注意的是，应确保信号不受外部噪声源的干扰。在实际应用中，峰值电流模式非常通用，而且，采用标准的电路板布局原则，其布局布线并不困难。

　　峰值电流模式的占空比由电感电流斜坡控制，是输人电压和输出电压二者的函数，峰值电流模式的逐周期电流比较可以提供固有的前馈，因而能够快速响应输入电压的变化。

　　电压模式和电流模式如何使用每相的电流信息是另一个需要权衡的问题。由于电压模式只在控制环路中使用电压信号，因此该模式不能控制各个电感的相电流，而这恰好是实现均流的必要条件。峰值电流模式本身可提供电流均衡，因为该模式利用电感电流信号作为控制电路反馈的一部分。目前多相电压模式调节器必须再增加一个控制环路来实现均流，这样就增加了IC的复杂性，并带来其它需要权衡的问题。

　　峰值电流模式具备固有的均流功能，但也存在影响均流的人为因素。由于电感电流峰值是受控的，而电流谷值并不受控制，两相之间电感值的差异(例如容限产生的差异)将产生不同峰值的电感电流纹波，造成两相直流电流的失配，并因此影响相电流均衡的。

　　3、新型控制器芯片与选用

　　3.1 DC／DC-脉宽调制(PWM) 电源控制器单端拓扑与双端拓扑整体方案概况

　　3.1.1单端拓扑

　　基本控制方法分：

　　电压模式-简易、低噪音的控制方法，可满足大输入及输出范围的需求。

　　电流模式-带内置电流限制，拥有快速瞬态响应时间。

　　集成度：集成的软启动(可编程)提供了可预测的启动能力；内置前沿消隐电路(1eading edge blanking)，用以抑制MOSFET管开启时的转换所产生的毛刺。

　　性能：多种电压模式控制器都具有输入电压前馈能力,可对输入线电压的改变做出即时的响应；绝大部分的控制器都具有内置高电流驱动能力，无须外置MOSFET驱动器；更低的启动电流，以用于脱机应用低工作电流,实现了低负载下的高效率;可编程化的责任周期限制，实现了低负载下的高效率(如UCC3581芯片)。

　　特点：10W~350W脱机工作，DC／DC电源;单端拓扑电源的供电、降压、升压、自激及前向传输。

　　3.1.2双端拓扑

　　基本控制方法分：

　　电流模式-控制技术采用逐周期电源限制(cycle-by-cycle current limitpng)．并以其快速的瞬态响应为特色。

　　电压模式-多用途、低噪音的控制方法，可实现大的责任周期范围。

　　软开关：零电压切换(ZVT)软开关技术利时的功率损耗；相位切换、零电压转换控制器毒全桥转换器的效率。

　　保护：灵活的过电流限制回路提供了可编程的错误保护模式；可编程软启动实现了初始化时及 后的可预测启动；高速，逐周期电流限制；化责任周期限制以防止变和；可编程停滞时间(deadtime)控制，防止了电源开关的交叉传导(Cross conductionl)。

　　3。2集成了双组驱动器、用于下一代Intel和AMD CPU的内核电源控制器MAX8810

　　图4(a)为MAX8810框图与连接示意图,而MAX8523为外接驱动器。

图4（a） MAX8810框图与连接示意图

　　它应用了高速精密电压定位技术降低了大电容的成本。其特征是：符合VRD 11规范要求，只需8只大电容；适用于Intel((VRD 11,VRD 10。1)和AMD K8 Socket M2 CPU的内核电源；快速主动均流( )技术提供出色的下垂和电流均衡；快速电压定位提供优越的瞬态响应；经过完全温度补偿的逐周期限流；内置双驱动器和自举二极管;大大节约了成本。

　　为什么MAX8810内核电源控制器是一种典型而且是独特的内核电源控制器呐？其因是作为控制器模式来说,除了考虑的噪声抑制、输入电压调节、电流均衡因素外,还更重要的是必须具有对电压定位和瞬态响应特征。当然兼有环路补偿及温度补偿特征那更全面。值此以MAX8810为例对其电压定位和瞬态响应作一说明。

　　何谓电压定位和瞬态响应

　　当处理器负载突变时，现代CPU具有较大的瞬态电流。在这些苛刻的动态指标下，电压误差必须保持在允许范围内，否则，CPU就可能闭锁。使用足够大的电容可以吸收或供出CPU瞬变电流；然而，这增加了整体成本。为此大多数大电流CPU核电源采用了电压定位技术，以减小对大容量电容的需求。输出电压可以依据定义好的斜率随负载电流增大而降低(跌落)。电压与电流之间 的关系曲线称为“负载线”，斜率定义为阻抗(例如1mΩ)。该方案的优点是动态下可放宽电压裕量，从而减小了安全工作对电容容量的要求。

　　用增益来动态设置输出负载线的电压定位的方式

　　不同控制器实现电压定位的方式不尽相同。而MAX8809A／MAX8810A采用了用一定的增益来动态设置输出负载线的方法,见图4(b)所示。

图4 （b）具有动态电压定位技术峰值电流模式控制示意

　　其误差电压计算公式如下所示：V_c=G_MV×R_COMP×(V_DAC—V_OUT)其中，G_MV 是误差放大器的增益，R_COMP 是误差放大器输出端和地之间的电阻，V_DAC 是所期望的输出电压，V_OUT  是实际的输出电压。

　　同样，PWM比较器反相输入端上的电压为：

　　V_c=(I_OUT／N)×R_SENSE ×G_CA

　　其中，I_OUT  是输出(CPU)负载电流，N是相数，RSENSE是电流检测电阻，GCA是电流检测放大器的增益。在稳压状态下，这两个电压必须相等，将变量代人并重新整理，可得：

　　(V_DAC—V_OUT)／I_OUT=(R_SENSE×G_CA )／(N ×G_MV× ×R_COMP)

　　(V_DAC-V_OUT )／I_OUT 是前面定义的负载线阻抗。电流检测增益(G_CA)和误差放大器跨导(G_MV)为IC参数，是恒定常量；参数R_SENSE和N则由具体应用决定。因此，通过选择恰当的R_COMP值可设置负载线路阻抗，它还用来设置误差电压放大器的增益。

　　3.3具有集成MOSFET的同步降压型DC／DC转换器TPS54616

　　主要特点：输入电源范围：2。2V至20V;用于在满负载输出电流条件下实现高效率的内部MOSFET开关；低至0,9V的可调输出电压范围(为1.0％)；宽PWM频率范围：350kHz、550kHz(固定)或280kHz至700kHz(可调)；由峰值电流限制和热保护功能对负载提供保护；

　　电源状态良好、启动和慢起动；压缩了占板面积、减少了元件数量；封装型式：28引脚HTSSOPPowerPADTM。图5为TPS54616 DC-DC控制器框图与5V至3.3V应用所需元件示意图。它面向高性能DSP、FPGA、ASIC和微处理器的负载点调节的应用。

图5  TPS54616 DC-DC控制器框图与5V至3.3V应用所需元件示意图

　　为此，也可将两片高效率TPS54610 6A DC／DC控制器并联组合在一起,分别为1.5V至6V和3.3V至6V二组输出以实现对StratixⅡ系列CPU的供电。

　　4、结束语

　　上述针对高性能大电流CPU的供电技术解决方案,对电压模式和峰值电流模式与电压控制器的特征与选用作分析,其目的是应对大功率CPU控制器设计所面临的严峻的成本挑战,将有助于简化设计过程，降低解决方案的总成本。 为此,近几年中，CPU核电压控制器的每相价格降低了3-4倍甚至更多。