TPS61040/41是一款高频低功耗升压转换器，专门用于中小型LCD偏压和白光LED背光照明。使用时可由两节镍氢/镍镉电池或单节锂离子电池产生高达28V的输出电压。TPS61040/41的开关频率高达1MHz,功耗低（静态电流典型值28μA）。

　　封装及引脚功能

　　TPS61040/41采用SOT-23-5或SON-6封装如图1所示，其引脚功能如表1所示。

图1 TPS61040/41采用SOT-23-5或SON-6封装

表1 引脚功能表

　　典型应用电路

　　由图2可知，TPS61040/41输入电压范围为1.8~6V,输出电压可达28V.当输入端加入输入电压VIN时，TPS61040/41内部MOSFET开关Q1导通，并逐步增加了从VIN通过L1、Q1和内部电流检测电阻RSENSE的电流量。TPS61040/41的FB（反馈）脚检测输出电压，只要反馈电压低于参考电压（典型值1.233V），则内部Q1导通，电流增大；当电感L1电流达到内部设置峰值电流ILM（TPS61040为400mA或TPS61041为250mA）时Q1截止，另外为应付极端条件以限制导通时间，在导通时间超过6μs（典型值）时Q1也会截止。TPS61040/41外接元件决定了Q1的关断时间。为了维持运行以及设定Q1的关断时间，TPS61040/41内部控制器必须用Q1和RSENSE监测通过L1的电流。当关断Q1时，流过L1的电流中断会升高电感上的电压，使外部的肖特基二极管D1正偏并导通，D1作续流二极管保证电流输出，为输出电容器C1充电至一个较高电压，这个电压高于单独的输入电压VIN。

图2 应用电路

　　开关管关断至少要保持400ns（典型值），或者反馈电压又低于参考电压时才导通。输入电压、L1以及通过RSENSE的预设峰值电流都会影响Q1的导通时间。

　　具体电路设计

　　本文给出了TPS61040的两种具体电路。图3为用TPS61040作为升压转换器来驱动并联LED;图4为用TPS61040作为升压转换器来驱动串联LED.图3中通过在FB引脚和GND之间连接一个15Ω的外部电阻R1,根据反馈电压（VFB=1.233V），TPS61040可为LED提供80mA的恒定电流。该设计允许在输出上使用物理尺寸较小的外部器件（使用陶瓷电容代替钽电容），这是由于TPS61040提供的开关频率高达1MHz.PWM控制管脚用来控制LED灯的亮度。该电路可以获得85%的电源转换效率。在图4中通过改变R1和D3的值，升压拓扑可以驱动串联的LED.通过在FB引脚连接一个47Ω的接地电阻，并根据反馈电压（VFB=1.233V），TPS61040可为LED提供26mA的恒定电流。

图3 TPS61040驱动并接的白光LED电路

图4 TPS61040驱动串接的白光LED电路

　　1.电感、负载电流的选择

　　因为TPS61040/41工作在持续峰值电流控制的PFM模式，此方式具有内在稳定性，电感值不影响调节器稳定性。电感选择与额定负载电流，输入和输出电压一起决定转换器开关频率。根据不同的应用， 电感值的选择可介于2.2μH和47μH之间（图3、图4中选择10μF）。的电感值是由开关管的导通时间确定，一般为6μs.电感值决定了转换器的开关频率。因此，选择电感值时，应确保在转换器工作在负载电流时开关频率不超过值。开关频率计算公式如下：

　　式中，IP为峰值电流；L为所选电感的电感量；V _IN（min）为开关频率时的输入电压。

　　如果选定的电感值没有使转换器超过开关频率，下一步就需要计算在额定负载电流时的开关频率，可由下面公式得到：

　　式中，Iload为额定负载电流；V_dd为整流二极管正向电压（典型值0.3V）。

　　较小的电感值能使转换器获得较高的开关频率，但却降低了效率。电感值对有效负载电流影响不大，在一定的工作条件下，计算有效负载电流方法是估计转换器的负载电流效率。负荷电流就可以估计如下：

　　式中，f_Smax为预估计的开关频率；η为期望的转换器效率，典型值为70%-85%.

　　转换器的负荷电流是该转换器开始进入连续传导模式的工作点电流。该转换器应该通常一直工作在电流断续模式。

　　2.输出电压的设置。

　　输出电压可由下式计算：

　　对于电池供电的应用而言（见图2），应使用高阻抗电压分配器，并且R2典型值小于200kΩ，R1值为2.2MΩ。低阻抗可降低反馈引脚噪声敏感性。电阻R1并联的前馈电容CFF是很重要的，它为误差比较器提供足够的过载。没有前馈电容或其值过小，在TPS61040/41的SW引脚处会有双脉冲或突发脉冲，导致更高的输出电压波纹。转换器的开关频率越低，则要求前馈电容值越大。但前馈电容越大则电源线性调整率越差，因此选择的前馈电容器也不能太大。前馈电容值可使用下列公式计算：

　　式中，R1电压分配器中的上拉电阻；fS额定负载电流时的转换器开关频率。

　　3.电源线性调整率和负载调整率

　　线性调整率取决于反馈引脚的纹波电压。通常即使在反馈引脚FB上有峰峰值为50mV的纹波电压，TPS61040/41也可获得一个良好的输出。不过一些应用可能需要更精密的线性调整率。

　　由前面介绍可知，若没有前馈电容，则TPS61040/41的SW引脚处会有双脉冲或突发脉冲，导致更高的输出电压波纹，所以没有前馈电容就没有良好的线性调节器。但增加前馈电容值虽然降低输出电压波纹，但却增加反馈引脚FB的电压纹波，反馈引脚的电压波动越大（≥50mV）， 线性调整率就越差。一般采用两种方法来进一步提高线性调整率：

　　1）把L1电感值减小，从而提高开关频率，降低输出电压纹波，同时也减小了反馈引脚的电压波动。

　　2）反馈引脚（FB）和地之间增加一个小电容使反馈引脚的纹波电压减少到50mV以下。

　　4.输入、输出电容的选择

　　为更好实现输入、输出电压的滤波，应采用低ESR（等效串联电阻）电容。陶瓷电容具有低ESR值，但也可以使用钽电容。

　　一般可采用4.7μF陶瓷电容。

　　5.二极管选择

　　一般采用肖特基二极管以实现高效率。二极管的额定电流值应满足转换器的峰值电流额定值。

　　6.布局考虑

　　对所有的典型开关电源，布局设计是一个重要环节，特别是在高峰值电流和高开关频率时。如果布局不合理，转换器可能会有噪声问题和周期性的抖动。设计时，输入电容应该尽可能放在靠近输入引脚的地方，以利于输入电压的滤波。电感和二极管应该放在尽可能靠近开关引脚附近，以减轻噪声耦合到其它电路。因为反馈引脚和电源网络是一个高阻抗电路，在布线时要远离电感。反馈引脚和反馈网络要用大面积的地进行屏蔽以减小噪声耦合。

参考文献:

[1]. TPS61040 datasheet https://www.dzsc.com/datasheet/TPS61040_1116224.html.
[2]. TPS61041 datasheet https://www.dzsc.com/datasheet/TPS61041_1116223.html.
[3]. 400ns datasheet https://www.dzsc.com/datasheet/400ns_1777905.html.