摘要：TOPSwitch-GX器件是一种PWM/MOSFET二合一的新型集成芯片，它采用与TOPSwitch相同的电路，扩展了TOPSwitch系列的功率范围，还集成了多项新功能。介绍了一种用TOP249Y设计的封闭式电源，使用了TOPSwitch-GX的线路检测功能和外部限流功能，设计新颖，具有一定的实用性。

　　从20世纪70年代以来，大规模集成电路技术的迅速发展，使开关电源有了质的飞跃，掀起了电源产品高频化、小型化、模块化的浪潮。对于200W以下的开关电源，与其它电路相比，应用TOPSwitch所需的元器件少。目前开关电源的体积主要还是由电容、电感和变压器等储能元件决定，而应用TOPSwitch系列器件的电路简捷，体积小，重量轻，自保护功能齐全，设计方便。TOPSwitch-GX采用与TOPSwitch相同的拓扑电路，将高压功率MOSFET、脉宽调制（PWM）控制器、故障自动保护和其它控制电路集成到单片CMOS芯片中，工作频率提高到132kHz.TOPSwitch-GX系列输出功率。

　　TOPSwitch-GX不仅扩展了TOPSwitch系列的功率范围，将单电压输入时的功率提高到250W,还集成了多项新功能，可以降低系统成本，提高设计的灵活性、性能和效能。TOPSwitchGX除了标准的漏极、源极和控制极外，不同封装的TOPSwitch-GX还另有1至3个引脚，这些引脚的不同配置可以实现不同功能，包括线路检测（过压/欠压，电压前馈/降低DCmax）和外部设定限流等。

　　1高效率70W通用开关电源模块

　　TOPSwitchGX适合制作低成本、高效率、小尺寸、全密封式开关电源模块或电源适配器（adapter）。由TOP249Y构成的密封式70W（19V,3.6A）通用开关电源模块，电路如图1所示。当环境温度不超过40℃时，模块的外形尺寸可减小到10.5mm×5.5mm×2.5mm.设计的交流输入电压范围是85V~265V,这属于全世界通用的电压范围。该电源能同时实现输入欠压保护、过压保护、从外部设定极限电流、降低占空比等功能，其主要技术指标为：

　　额定输出功率PO=70W;

　　负载调整率SI=±4%;

　　电源效率η≥84%（当交流输入电压U=85V时，满载效率可达85%;当U=230V时，电源效率高达90%）；

　　空载功率损耗<0.52W（U=230V时）；

　　图1高效率70W通用开关电源模块电路

　　输出纹波电压≤120mV（峰峰值）。该电源共使用3片集成电路：TOP249Y型6端单片开关电源（IC1）；线性光耦合器PC817A（IC2）；可调式精密并联稳压器TL431（IC3）。当输入直流电压过压时。R9和R10还能自动降低占空比Dmax,对负载功率加以限制。R11为欠压或过压检测电阻，并能给线路提供电压前馈，以减少开关频率的波动。取R11=2MΩ时，仅当直流输入UI电压达到100V时，电源才能起动。TOPSwitchGX的欠压电流IUV=50μA,过压电流IOV=225μA.有公式

　　UUV=IUV·R11（1）

　　UOV=IOV·R11（2）

　　将R11=2MΩ分别代入式（1）和式（2）中得到，UUV=100V（DC），UOV=450V（DC）。过压时占空比Dmax随流入X端的电流IX的增大而减小，当IX从90μA增加到190μA时，占空比Dmax就从78%（对应于UUV=100V）线性地降低到47%（对应于375V）。在掉电后，欠压检测能在C1放电时减少输出干扰，只要出现输出调节失效或者输入电压低于40V的情况，都会使TOPSwitchGX关闭。当开关电源受到450V以上的冲击电压时，R11同样可使TOP249关断，避免元器件受到损坏。

　　由VDZ1和VD1构成的漏极钳位电路，能吸收在MOSFET关断时由高频变压器初级漏感产生的尖峰电压，保护MOSFET不受损坏。VDZ1采用钳位电压为200V的P6KE200型瞬态电压抑制器，VD1选用UF4006型超快恢复二极管，其反向耐压为800V.将电容C11和VDZ1并联后，能减少钳位损耗。选择全频工作方式时，开关频率设定为132kHz.为了减小次级绕组和输出整流管的损耗，现将次级绕组分成两路，每路单独使用一只MBR20100型20A/100V的共阴极肖特基对管（VD2、VD3），然后并联工作。输出滤波电路由C2、C3、L1、C4和C14构成。空载时，TOP249Y能自动降低开关频率，使得在交流230V输入时电源损耗仅为520mW.TOP249Y具有频率抖动特性，这对降低电磁干扰很有帮助。只要合理地选择安全电容C7和EMI滤波器（L2、L3、C6）的元件值，就能使开关电源产生的电磁辐射符合CISPR22（FCCB）/EN55022B国际标准。将C7的一端接UI的正极，能把TOP249Y的共模干扰减至。需要指出，C7和C6都称作安全电容，区别只是C7接在高压与地之间，能滤除初、次级耦合电容产生的共模干扰，在IEC950国际标准中称之为"Y电容".C6则接在交流电源进线端，专门滤除电网线之间的差模干扰，被称作"X电容".

　　精密光耦反馈电路由IC2、IC3等组成。输出电压UO通过电阻分压器R4~R6获得取样电压，与TL431中的2.50V基准电压进行比较后产生误差电压，再经过光耦去改变TOP249Y的控制端电流IC,使占空比发生变化，进而调节UO保持不变。反馈绕组的输出电压经VD4、C15整流滤波后，给光耦中的接收管提供偏压。C5还与R8一起构成尖峰电压滤波器，使偏置电压在负载较重时能保持恒定。R7、C9、C10和R3、C5、C8均为控制环路的补偿元件。

　　2由TOP249Y构成的DC/DC变换式250W

　　开关电源

　　需要指出，设计人员所预期的输出功率值可能对应于几种不同型号的芯片。此时从横坐标垂直上移时所遇到的条实曲线，就代表输出功率、成本的TOPSwitchGX芯片，而遇见的一条实曲线，则表示功率、效率、价格较贵的芯片。应根据实际情况合理地选择。此外，若UO为5V~12V中间的某一数值，则可用外插法从两条曲线中间找一个合适的工作点。注意，适当提升输出电压可以提高电源效率。例如在一个通用型12V、70W的设计曲线中，用TOP249Y估计有79.5%的效率，若将输出电压提升到19V,效率就将达到85%.而由TOP249Y构成交流230V输入、输出为48V、250W的敞开式开关电源，其效率可达84.5%.

　　该DC/DC变换式开关电源采用一片TOP249Y,输入为250V~380V直流电压，输出为48V、5.2A（250W），电源效率可达84%.其电路如图2所示。C1为高频滤波电容，专门抑制从输入端引入的电磁干扰。由于TOP249工作在它的功率上限，因此需将X端与源极S短接，把极限电流设置为内部值，即ILIMIT=ILIMIT（max）=5.7A.在L端到UI之间接一只2MΩ的电阻R1,可进行线路检测。若UI>450V,则TOP249Y停止工作，直到电压恢复正常。这就有效地防止了元器件损坏。

　　由于初级电流较大，须采取以下措施：，采用低泄漏电感的高频变压器并在初、次级之间增加屏蔽层，将漏感减至；第二，在钳位保护电路中的瞬态电压抑制器两端并联阻容元件R2、R3、C6,构成保护功能完善的VDZ1、VD1、R、C型钳位及吸收电路，以便吸收掉漏感上较大的磁场能量。这种设计的优点在于，正常工作时VDZ1的损耗非常小，泄漏磁场能量主要由R2和R3分担；VDZ1的关键作用是限制在起动（或过载）情况下的尖峰电压，确保内部MOSFET的漏极电压低于700V.

　　次级绕组电压首先经过VD2、C9、C10和C11整流、滤波，再通过L2、C12滤除开关噪声之后，获得稳定的直流输出电压UO.为减小滤波电容的等效电感，现将C9、C10和C11作并联使用。稳压管VDZ2、VDZ3和VDZ4的稳压值分别为22V、12V、12V,串联后的总稳压值UZ=46V,稳定电流IZ≈10mA.设光耦中红外发光二极管LED的正向压降为UF,输出电压由下式确定：

　　图2250W开关电源电路

　　UO=UZ+UF+UR6≈46V+1V+10mA×100Ω=48V

　　R6是LED的限流电阻，它还决定控制环路的增益。二极管VD4和电容C14构成软起动电路。刚上电时，由于C14两端压降不能突变，致使VD6因负极接低电平而导通，此时稳压管不工作。C13和R8为高压控制回路的频率补偿元件。为了保证TOP249Y能在满载情况下正常输出，必须给TOP249Y加上面积足够大的散热器，使芯片即使在低压输入或环境温度下工作，芯片的结温也不超过110℃（仅对Y封装而言，其他封装均不得超过100℃）。若受安装条件限制，无法加装大散热器，则必须进行通风降温。

　　3由TOP246Y构成的45W多路输出式开关

　　电源

　　由TOP246Y构成45W多路输出式开关电源的电路如图3所示。它可作为机顶盒、电报译码器、大容量硬盘驱动器或笔记本电脑的开关电源。其余各路为辅输出。R2为极限电流设定电阻，取R2=9kΩ时，可将极限电流设定为典型值的80%,即=80%ILIMIT,从而限制了过载功率。R1是线路检测电阻，当整流滤波后的直流输入电压超过450V时，它通过检测浪涌电流和瞬态电流来进行过压保护，迫使TOP246Y关断，起到了保护作用。这对电网供电质量欠佳的地方尤为必要。

　　由VDZ1、VD6、R5和C5构成的初级钳位电路，能使漏极电压在所有情况下均低于700V.R5和C5组成尖峰电压吸收电路，正常工作时可将瞬态电压抑制器VDZ1上的功率损耗降至，除非发生过载情况。刚上电时，利用热敏电阻（RT）可对C2的冲击电流加以限制，防止保险丝损坏。压敏电阻（RV）的作用是吸收从电网窜入的浪涌电压。

　　若已确信开关电源总处于低压输入情况，可适当提高钳位电压UB和感应电压UOR.这样虽然会增大次级峰值电流ISP,却能提高总的电源效率并降低芯片功耗。令输出整流管的反向耐压值为U（BR）S,有下述关系式：UOR↑→D↓→IRMS↓→Tjmin↓→U（BR）S↓。这就便于选择低耐压、高效率的肖特基二极管作整流管；（3）对于TOPSwitchGX芯片，可得到两个互相独立的输出功率值。一个是通过设定工作参数（例如Dmax、）而得到的；将电源适配器设计在连续模式下工作，能够降低芯片的功耗；

　　为减小高频变压器的体积，次级绕组采用堆叠式绕法。辅输出绕组的电位参考点接VD10的负极而不是正极，目的是把高压输出的电压偏差降至。次级电压经过VD7~VD11、C7、C9、C11、C13、C16、C14和C17进行整流滤波。3.3V和5V输出端的两只滤波电容需作并联使用，以减小输出端的纹波电流。后置滤波器由L2~L5、C8′、C10、C12、C15和C18构成。电阻R6可防止30V绕组端在轻载时的峰值充电电流。3.3V输出经R11和R10取样后，接IC3（TL431A）的基准端，通过光耦IC2（LTV817）去调节TOP246Y的输出占空比。R8为IC3提供偏置电流，R7用来设定整个反馈电路的直流增益。R9、C19、R3和C5均为反馈电路中的补偿元件。C20为软起动电容。

　　图3由TOP246Y构成的多路输出式45W开关电源电路

　　4使用注意事项

　　（1）输入滤波电容（图1、图2中为C1,图3中为C2）的负极应直接连反馈绕组（称之为开尔文连接），以便将反馈绕组上的浪涌电流直接返回到输入滤波电容，提高抑制浪涌干扰的能力。

　　（2）控制端附近的电容应尽可能靠近源极和控制端的引脚。S极与C、L（或M）、X极需各通过一条独立的支路相连，不得共享一条支路。禁止让MOSFET的开关电流通过连接CS极的支路。此外，S、L、X端的引线与外围相关元件的距离也要尽量短捷，并且远离漏极D的支路，以防止产生噪声耦合。

　　（3）图1中的线路检测电阻R1应尽可能接近于L（或M）引脚。

　　（4）控制端的旁路电容C5（47μF）与一只高频旁路电容C8（0.1μF）相并联，可以更好地抑制噪声。反馈电路的输出端，应尽可能靠近C、S极。

　　TOPSwitchGX在宽范围输入、输出为5V或12V时，关键元件的典型参数值分别见表1和表2,所列数据可供设计开关电源时参考。表中，LP、LP0分别为高频变压器初级电感量和初级漏感量，f0是次级开路时高频变压器的谐振频率，ZP、ZS依次为初级和次级绕组的交流阻抗，PL为磁芯的功率损耗。