引言

　　随着PWM技术快速的发展，PWM在各个领域的应用。PWM 整流器已不是一般传统意义上的AC/DC转换器。由于电能的双向传输，当PWM整流器从电网吸取电能时，其运行于整流工作状态；而当PWM整流器向电网传输电能时，其运行于有源逆变工作状态。作为电网主要“污染”源的整流器首先受到了学术界的关注，并开展了大量研究工作。能量可双向传输的PWM整流器不仅体现出AC/DC特性（整流），而且还可呈现DC /AC特性，因而确切地说，这类PWM整流器是一种新型的可逆PWM变流器。由于PWM整流器实现了网侧电流正弦化，且运行于单位功率因数， 甚至能量可双向传输，因而真正实现了“绿色电能转换”。

　　整流器的工作原理与控制策略

　　主电路如图1所示，为双极性电压源型全控IGBT桥式电路。工作过程为：当网侧电流i（t）>0时，回路经过T2、T3、Ls;若Us（t）、i（t）同相，则网侧电感端电压ULs（t）=Us（t）+URs（t）+Um=Ldi（t）/dt>0,这时电网电动势和直流侧电容共同使电感磁能增大，从而使网侧电流增加，对交流侧电感Ls进行储能；再经过D1、D4、Ls回路进行续流。

　　图1 单相PWM整流器主电路

　　若Us（t）、i（t）同相，则网侧电感端电压ULs（t）=Us（t）-URs（t）-Um=L（di（t）/dt）<0,因此，这时电网电动势和网侧电感共同向VSR直流电容充电，网侧电感磁能减小，从而使网侧电流衰减。类似可分析出i（t）<0的情况。

　　脉冲宽度调制（PWM）是一种对模拟信号电平进行数字编码的方法。通过高分辨率计数器的使用，方波的占空比被调制用来对一个具体模拟信号的电平进行编码。PWM信号仍然是数字的，因为在给定的任何时刻，满幅值的直流供电要么完全有（ON），要么完全无（OFF）。电压或电流源是以一种通（ON）或断（OFF）的重复脉冲序列被加到模拟负载上去的。通的时候即是直流供电被加到负载上的时候，断的时候即是供电被断开的时候。只要带宽足够，任何模拟值都可以使用PWM进行编码。

　　图2所示为三角波电流比较法控制的原理图。电路中包括电流滞环和电压环，电流指令由电压环PI输出和一个与电压同相的单位正弦信号相乘得到，指令电流和反馈电流经电流调节器后与三角波信号比较，得到控制用PWM调制波，控制开关器件的通断，实现输出电流跟踪指令电流。

　　图2 三角波电流比较法控制原理图

　　三角波电流比较法具有开关频率固定的优点，且单一桥臂的开关控制互补，为建模分析提供了方便，从而可方便地实现系统的谐波分析；在结构上，其控制电路比定时瞬时电流比较法简单，因而具有广阔的应用前景。和滞环比较控制方式相比， 这种控制方式输出电流所含的谐波少，开关频率固定且等于载波频率，高频滤波器设计方便。

　　主电路与PI调节器参数的选择

　　由于主电路的各电感、电容的参数直接影响PWM整流器整个控制系统的动静态性能，且电压电流控制环的调节器的参数影响着系统的跟踪响应性能。所以主电路与PI调节器参数选择是整个控制系统关键的问题。系统给定参数：

　　Ud=450v,Us=220v,Is=9.2A,fz=50Hz,Rs=0.2W,负载电阻RL=100W,开关频率ft=10kHz, ri≤10%,rv≤1%。

　　交流侧滤波

　　电感的选择

　　由于控制方案对电感参数选择有一定的影响，滤波电感Ls的大小一方面对输入电流的开关纹波有影响，另一方面也影响着实际电流的跟踪速度，此参数的选择直接影响系统的工作性能。直流侧电压选定后，交流侧电感设计对电源电流波形影响较大。忽略交流回路电阻Rs可得变流器的工作方式为：双极性调制方案，L值的另一个限制因素将出现在应用于多组输出电压的情况。因为控制环只与－个相关的输出端闭环，当此输出端电流低于临界值时，占空比将减少以保持此输出端的电压不变。对于其他的辅助输出端，假定其所带的是恒定负载，在上述占空比下降的情况下，其电压也下降。很明显这不是所希望的，因此在多组输出电压时，为了保持辅助输出电压不变，电感L的值应大于所需的值。也就是说，如果辅助电压要保持在一定的波动范围内时，则主输出的电感必须一直超过临界值，即一直在连续状态。

　　电感的值一般受效率、体积和造价的限制，带直流电流运行的大电感的造价是昂贵的。从J眭能上来看，电感L过大将使调节系统的反应速度减慢。因为过大的L在负载出现较大的瞬态变化时限制了输出电流的变化率。输入电压Us在器件T1、T4导通时为+Ud,在T2、T3导通时为-Ud。如果忽略电流电压纹波功率，则交直两端功率相等。即Us×Is=Ud2/ RL,得到 Is=Ud2/（RL×Us）=9.2（A）

　　则Ism=1.414×Is=13.0（A）

　　（1）（1）

　　由式（1）可得△ism=13.0×sin（314/（10×1000））=13.0×sin（0.0314）=0.0071（A），取△ism =0.01（A）

　　（2）

　　其中：Usm为交流电压峰值，Ud为直流侧输出电压，△ism为交流电流变化值，Ism为交流电流峰值，T为开关周期。由式（2）可得：

　　1.17mH≤Ls≤110mH 取Ls=20mH

　　直流侧二次滤波器的选择

　　单相桥式PWM交流器直流输出电压除直流成分外，还含有二次谐波成分，为使输出电压更平直，系统采用电感电容串联谐振滤波器滤除二次谐波。则有

(3)

(4)

　　根据经验取Uc2max=1.1Ud,代入式（3）、（4）中得：

　　C2≥159.1mf,取C2=330mf;L2=7.6mH。

　　直流侧支撑电容的选择

　　在脉冲整流器的设计中，直流侧滤波电容的选取也是一个关键性问题。 由于直流侧已加二次滤波环节，则直流支撑电容Cd主要由交流电感储能变化决定， 由能量守恒定律可知，交流侧开关频率次电流脉动能量值等于支撑电容上能量脉动值，即

(5)
从而得到 (6)

　　式中ri为电源电流纹波系数， rv为直流电压纹波系数。

　　由式（6）得：Cd≥250mF,为了使直流侧得到稳定的电压并且谐波滤得干净，取Cd=330mF。

　　PI调节器参数的设计

　　本控制系统电流内环和电压外环均采用PI调节器控制整流器系统，电流环作为内环，迫使输入电流跟踪指令电流，能够提高系统的动态响应能力。由电压调节器输出得到电流环的参考电流。其调节器的传递函数表达式分别为（7）和（8）。

　　（

(7)

(8)

　　式中：Ti为电流调节器的时间常数：Ti=Ls/Rs=0.15（s）

　　Kpi为电流调节器的比例系数：Kpi=Ls/TKs=0.67

　　Tpv为电压调节器的时间常数：Tpv=hTi=5T=0.0005（s）

　　Kpv为电压调节器的比例系数：Kpv=（h+1）TpvTd/（2h2Ti）=5.72

　　IGBT的驱动电路

　　IGBT 的伏安特性是指以栅源电压Ugs 为参变量时，漏极电流与栅极电压之间的关系曲线。输出漏极电流比受栅源电压Ugs 的控制，Ugs 越高， Id 越大。它与GTR 的输出特性相似。也可分为饱和区1 、放大区2 和击穿特性3 部分。在截止状态下的IGBT ，正向电压由J2 结承担，反向电压由J1结承担。如果无N+ 缓冲区，则正反向阻断电压可以做到同样水平，加入N+缓冲区后，反向关断电压只能达到几十伏水平，因此限制了IGBT 的某些应用范围。

　　IGBT 的转移特性是指输出漏极电流Id 与栅源电压Ugs 之间的关系曲线。它与MOSFET 的转移特性相同，当栅源电压小于开启电压Ugs（th） 时，IGBT 处于关断状态。在IGBT 导通后的大部分漏极电流范围内， Id 与Ugs呈线性关系。栅源电压受漏极电流限制，其值一般取为15V左右。

　　IGBT 具有开关速度快，电压控制的特点，同时又具有电流、电压容量大，导通压降小的优点，因而具有良好的特性，是目前大中功率电子设备普遍使用的开关器件。本系统采用国际整流器公司生产的IRGB15B60KD型号的开关管，它的耐压为600V,允许通过的电流为15A,正常工作压降为1.8V;栅极驱动电压为15V,开通时间延迟为34ns,关断时间延迟为184ns。驱动电路如图3（a）所示。

　　图3（a） IGBT驱动电路

　　驱动芯片IR2103S的内部结构如图3（b）所示。IR2103S是半桥驱动芯片，具有低压自锁功能，当栅极驱动电压小于11V时，断开栅极信号，当栅极电压低于10V时，IGBT将工作于线性区并且很快过热，所以要有低栅压保护电路。IGBT栅极需要15V才能达到额定的C-E结导通压降。如果栅极电压低于13V时，在大电流时导通压降将急剧上升。所以IR2103S的电源电压定为15V比较合适。

　　图3（b） IR2103S内部结构

　　为了改善控制脉冲的前后延陡度并防止振荡，减少IGBT集电极大的电压尖脉冲，需要栅极串联电阻RG。当RG增大时，开通和关断延迟时间都将延长，IGBT的能耗增加。当RG减小时，di/dt增大可能引起IGBT误导通或损坏。根据IRGB15B60KD产品数据实验检测值为22W,综合考虑可取RG=30W。当集-射极之间加有高压时，易受外界干扰，使栅-射电压超过UGEth引起误动作。为了防止这种现象发生，在栅-射间须接一个栅-射电阻RGE。如果RGE太小，开通时间会增大，从而降低开关频率。通常RGE=（1000~5000）RG,则可取RGE=90KW。

　　C3为VCC电源滤波电容，取C3=0.1mF,C4与D1为自举电容和二极管，自举电容工程应用常取

　　C4=2Qg/（VCC-10-1.5）

　　假设IGBT充分导通电压为10V,电容及二极管上的压降为1.5V。对于50A/600V的IGBT充分导通时所需要的栅电荷Qg=250nC。

　　则C4可取：C4=2×250×10-9/（15-10-1.5）=0.14mF

　　可取C4=0.22mF,或更大容量的且耐压大于35V的钽电容。

　　为了快速关断IGBT,要给栅极加负偏电压，但过大的负偏电压会造成IGBT反向击穿，通常取关栅电压为-5V。为了防止IGBT被击穿，在栅-射之间加两个反向串连的稳压值分别为5V和15V的稳压管。

　　为了避免主回路中的强电干扰控制回路中的弱电信号，采用光耦隔离器将驱动回路的控制部分和主回路隔离。通过隔离，人工在线调试的时候更加安全，另外驱动电路的输入/输出使用不同的地，利用隔离，可以避免之间的干扰。本系统采用TLP621光藕隔离器，+5V供电，隔离电压为5000AC（V），典型工作输入电流为16mA,输出电流为1mA。输入端电阻Rin=VCC/Iin=5V/16mA =312.5W,可取Rin=330W;输出端电阻Rout=（VCC-UCE）/Iout=（5-0.7）V/1mA=4.3KW

　　可取Rout=4.7KW,驱动光耦隔离电路如图3（c）所示。由于IR2103S的高端输入/输出同步，低端输入/输出异步，则高端输入端接的光耦采用同向接法，低端输入端接的光耦采用反向接法，以保证同一桥的上下管不同时导通。

　　图3（c） 驱动光耦隔离电路

　　系统仿真

　　Matlab 软件应用广泛，Matlab7.0新增加“SimPower Systems”工具箱，这给使用者带来了极大的方便，可以根据实际电路进行建模和仿真。本文采用基于Matlab7.0/SimPower Systems工具箱的方法对系统建模和仿真，仿真算法采用0de15s以获得的仿真速度。仿真结果验证了系统的可行性。

　　图4为系统处于整流状态时交流侧电流/电压波形，由结果可知，系统电流跟踪性能好、响应快。当系统能量回馈时，交流侧电流/电压波形如图5所示。

图4 整流状态交流电流/电压波形

图5 逆变状态交流电流/电压波形

　　系统在整流状态时，直流侧电压输出波形如图6所示，由图可知直流电压无超调且纹波小。图7为系统由能量正输向能量回馈的变化时交流电流/电压的波形，系统状态转换过渡时间短，当用户端有能量回馈时，能很好地被电网吸收，而不必用耗能电阻来吸收消耗。用户端的再生能量能有效地得到利用，以起到理想的节能作用。

　
图6 直流输出电压波形

　　图7 整流到逆变时交流电流/电压波形

　　结语

　　PWM整流器是一种新型的绿色电源转换器，能使系统功率因数接近1,负载电能回馈到电网，使负载端的电能得到了有效的利用。本文设计的单相PWM整流器控制系统能有效地实现高功率因数电能转换和电能回馈电网的利用，在电力系统的节能中能起到很好的效果。

    pwm整流器能实现整流，并且整流时电网电流与电网相电压频率相同，相位也相同，同时电流波形畸变较小，接近单位功率因数。pwm整流器能回收负载侧能量给电网，回馈时电网电流与电网同频反相，电流波形畸变较小，接近单位功率因数。