摘要: 以半桥变换器为基本单元，提出了一种适合于低电压、大电流的输入并联输出并联半桥组合变换器。该结构利用单个半桥变换器本身的电容作为输入均压电容，无需另加输入均压电容;拓扑结构中各模块共用一对电容桥臂，这样减少了主电路中电容的数量，结构简单。对变换器进行了统一建模，分析了其特点和规律，并对不均流因素进行了探讨。提出了相应的均流控制方案，同时引进了交错控制技术。仿真和试验结果表明，具有很好的均流效果和输出特性，证明了该拓扑结构及其相应控制策略的正确性。

　　0 引言

　　输入端并联输出端并联变换器适用于要求大电流、低电压、安全、可靠等电源系统，例如交换机、服务器等计算机系统。各个变换器模块处理较少的功率，不但降低了开关应力，还可以应用冗余技术，提高系统的可靠性。多个开关电源模块灵活地并联组合成大功率分布式电源体系，是目前实现开关电源大功率化的主要途径。

　　由于各个模块器件参数存在差异，其结果必然导致各个模块承受的功率不均衡，因此，各模块之间必须采取均流措施，这是实现该结构的关键。

　　目前，比较成熟的均流方法有:输出阻抗法、主从设置法、按平均电流自动均流法、按电流自动均流法、按热应力自动均流法、外加均流控制器法等。本文在详细分析该结构特性的基础上，结合交错控制给出了控制方案，并通过仿真和试验验证了该控制策略的正确性。

　　1 输入端并联输出端并联半桥变换器特性及其不均流因素分析

　　1. 1 变换器建模分析

　　以2 个半桥变换器为基本单元，进行输入端并联输出端并联组合，其主电路如图1 所示。该拓扑结构中各模块共用一对电容桥臂，减少了主电路电容的数量，结构简单。模块1 由开关管VT1、开关管VT2、变压器T1、电感L1等组成;模块2 由开关管VT3、开关管VT4、变压器T2、电感L2等组成。同时，采用了交错控制技术，模块2中的开关管对应于模块1 中的开关管滞后1 /4 开关周期，各开关管驱动信号波形如图2 所示。交错控制技术能够减少输出电流、电压纹波，同时减少输入和输出滤波电感、电容体积，提高整个系统的动态性能。

图1 输入并联输出并联半桥变换器拓扑

图2 开关管导通关断波形

　　对输入并联输出并联半桥变换器进行统一建模，其电路模型如图3 所示。该小信号模型考虑了变压器漏感及占空比丢失的影响。图3 中，变压器二次绕组的占空比丢失：

　　变压器二次绕组的有效占空比：

　　式中，Lr为变压器侧漏感;fs为开关频率;IL为输出电感电流平均值;Ui为输入电压稳态值;n为变压器一、二次侧匝数比;D 为变压器侧占空比稳态值。

　　IL1和IL2分别为模块1、模块2 的电感电流平均值，IL1 = IL2 = Io /2;Dl1和Dl2分别为模块1、模块2 变压器二次绕组的占空比丢失，,;De1和De2分别为模块1、模块2 变压器二次绕组的有效占空比，De1 = D1 － Dl1，De2 =D2 － Dl2;为输入电压扰动量;分别为模块1、模块2 的占空比扰动量;分别为模块1、模块2 的电感电流扰动量。

图3 半桥输入并联输出并联小信号电路模型

　　由图3 可得：

　　稳态时，假设Dl1 = Dl2 = Dl，De1 = De2 = De，IL1 =IL2 = IL，Lk1 = Lk2 = Lk，n1 = n2 = n，因此，由式(1) ～式(7)可得占空比到输出电压的传递函数为：

　　占空比到输出电流的传递函数为：

　　式中：

　　1. 2 不均流因素分析

　　各模块的输出电流分别为：

　　式中，UD1、UD2分别为各模块开关管折算到二次侧导通压降和输出整流二极管导通压降之和。

　　从式(10)、式(11) 可见，要使各模块输出电流均衡(Io1 = Io2)，只有当各模块中的对应参数完全相同，即2 个模块中变压器匝数比、漏感、占空比、管压降等参数都相同。但是，实际电路中这些参数不可能完全相同，会存在一定的差异。分析可知，影响不均流的因数有:各模块中变压器匝数比、变压器侧漏感、占空比、管压降等参数的差异。

　　2 控制回路设计

　　图1 中，由于各个模块的参数存在差异，导致各模块电流不均衡，因此，采取相应的均流措施是控制回路设计的关键。本文提出一种相对简单的控制方案，其结构框图如图4 所示。电压环的输出量为各模块的电流内环提供一个共同的参考电流。采用该平均电流控制方法，既实现了输出电感电流均流，也提高了系统的动态性能;同时，本文采用了交错控制技术，模块2 中的开关管驱动信号相对于模块1 中的开关管滞后1 /4 开关周期，各开关管驱动信号波形如图2 所示。交错控制技术能够减少输出电流、电压纹波，同时减少输入/输出滤波电感、电容体积，提高整个系统的动态性能。

图4 控制结构框图。

　　2. 1 电流测量电路

　　本文采用RC 网络测量电感电流，无需专门的电流测量电路，使得电路结构简单。其电路图如图5 所示。

图5 电流测量电路。

　　设流过电感L 的电流为iL，流过电容C 的电流为iC，L 两端的电压为uL，输出电压为uo，C 上电压为uC，由图5 可得

　　对式(12)在一个周期求平均值，得：

　　式中，UL为uL在一个开关周期的平均值。显然UL = 0;Uo为uo的平均值;IL为iL的平均值;IC为电容在一个开关周期内充放电电流的平均值，显然IC = 0。式(13)可化简为：

　　因此，要检测电感电流IL的大小，只要检测RC 电路电容上电压的大小，便可以对电流进行采样，此法简单、无损耗。RL包括了电感的等效串联电阻。

　　2. 2 电压环和电流环的设计

　　输出电压环输出量为各模块的电流内环提供一个共同的参考电流，采用该平均电流控制方法，既实现了输出电感电流均流，也提高了系统的动态性能。模块1 及其控制等效模型如图6 所示。

　　模块1 中主电路各参数如下:Ui1 = 48 V，L1 =48 μH，Lk1 = 0. 2 μH，n1 ∶ 1 = 5∶ 4，C = 47 μF，fs= 100 kHz，Rc = 0. 2 Ω，fc = 100 kHz，IL1 = 5 A，Uo= 12 V。

图6 模块1 等效模型框图。

　　图6 中:

　　式中，Gc(s)、Gv(s)分别为电流、电压环补偿器。

　　由图6 可得出电流环开环传递函数Ti(s)为：

　　根据电流环开环传递函数，按照常规方法，可以设计得出单极点单零点电流补偿器Gc(s)为：

　　电流环开环传递函数的Bode 图如图7 所示。

图7 电流环开环传递函数频率特性

　　由图7 可知，相角裕度φm = 63. 2°，穿越频率，符合稳定性要求。

　　由图6 可得电压控制环传递函数：

　　根据电压控制环传递函数Tv( s)，可设计出双极点、双零点电压补偿器Gv(s)为：

　　电压控制环开环传递函数的Bode 图如图8所示。由图8 可知，穿越频率，相角裕度φm = 81. 6°，符合要求。

图8 电压控制环开环传递函数频率特性

　　3 仿真结果与分析

　　为了验证本文所提出的输入端并联输出端并联半桥变换器拓扑结构及其相应控制方法的正确性，利用Saber 仿真软件对该变换器进行了仿真试验。主要参数如下:输入电压Ui = 48 V，变压器一、二次侧变比n∶ 1 = 5∶ 4，变压器侧漏感Lr = 0. 2 μH，输出滤波电感Lf = 48 μH，输出滤波电容C = 47 μF，其等效电阻Rc = 0. 2 Ω，输出电压Uo = 12 V，输出功率Po = 120 W，开关频率fs= 100 kHz。由2 个模块组成的输入端并联输出端并联半桥变换器主电路如图1 所示。仿真时，各模块中对应的参数在上述给定参数的附近存在10%的差异。

　　负载变化时，均流效果及输出电压波形如图9 所示。在t = 9 ms 时，负载由正常负载突变成50%正常负载;在t =10 ms 时，负载由50%正常负载突变成正常负载。由图9 可见，负载突变时均流效果输出电压特性都比较好，很快得到调整而稳定了。输入电压突变减少时，各电感电流及总输出电压波形如图10 所示。在t =4 ms 时，输出电压由正常输入电压Ui =48 V突变到Ui =38 V。由图10 可见，输入电压突变减少时，均流效果及输出电压特性都比较理想。输入电压突变增加时各模块电感电流及总输出电压波形如图11 所示。在t = 6 ms时，输入电压由正常输入电压Ui = 48 V 突变到Ui = 60 V。由图11 可见，输入电压突变增加时，均流效果及输出电压特性都比较好。

图9 负载变化时各模块电感电流及总输出电压波形

图10 输入电压突减时各模块电感电流及总输出电压波形

图11 输入电压突增时各模块电感电流及总输出电压波形

　　正常工作条件下，各个模块电感中的电流波形如图12 所示。由图12 可见，各模块之间的电感电流相差1 /4 开关周期，实现了交错控制，减少了输出电流纹波幅值。

图12 正常工作条件下各模块电感电流波形

　　4 试验验证

　　为了验证该拓扑结构及其控制方案的正确性，搭建了试验样机，对该变换器进行了试验研究。试验参数为:输入电压DC 38 ～ 60 V，输出电压DC 12 V，工作频率100 kHz，变压器匝比5 ∶ 4，输出滤波电感值48 μH，开关管选用IRF840，二次侧整流二极管选用FR608。

　　模块1 和模块2 对应变压器侧电压波形如图13 所示。其中，通道1(CH1) 测量的是模块1 的侧电压，通道2(CH2)测量的是模块2 的侧电压。由图13 可见，模块2 的变压器侧电压相对于模块1 的变压器侧电压滞后2. 5 μs(即1 /4 开关周期)，实现了交错控制。没有采取均流措施时，两模块中的电感电流波形如图14 所示。由图14 可见，无均流时，由于各模块中器件参数存在差异，所以电感电流不均衡;采取均流措施后，两模块中的电感电流波形如图15 所示。由图可见，两模块中电感电流实现了均流，而且相互交错，模块2 中电感电流对应模块1 中电感电流滞后1 /4 开关周期;输出电压波形如图16所示。由试验波形分析可知，本文提出的变换器拓扑结构及其控制策略的可行性和正确性。

图13 模块1 ～ 模块2 对应变压器侧电压波形

图14 均流前的电感电流波形

图15 均流后的电感电流波形

图16 输出电压波形

　　5 结语

　　本文提出了一种输入端并联输出端并联半桥组合式变换器拓扑结构。该拓扑结构中各模块共用一对电容桥臂，减少了主电路中电容的数量，结构简单，适用于低压、大电流的应用场合;并针对该变换器的特点，提出了相应的均流控制策略。

　　仿真和试验验证了该拓扑结构及其相应均流控制策略的正确性，各模块电流得到了较好的均衡，以及具有良好的输出特性。

　　通过以半桥变换器单元为研究对象，揭示了输入并联输出并联变换器的特性及相应的控制策略，其结论可以推广到正激、推挽、全桥等电路。