单相全桥串联谐振软开关的工作原理
出处:eeskill 发布于:2022-11-15 17:01:47
本课题研究的电源功率为32kW,工作频率为5kHz~20kHz,为了减小高频时开关器件的损耗,采用串联谐振软开关技术,使得开关器件能够实现零电流关断,其主电路原理图如图 1所示:
2.原理分析
为了减小开关损耗,在电路工作中,使得开关频率小于或等于谐振频率的一半,使电流工作在断续状态。
结合上面的分析,我们对图 1电源主回路等效原理图的工作模态进行计算分析。
图2 等效电路模型
图 3 电流断续工作方式的主要波形
设电感L1电流为i,电容C1电压为U1,电源一个谐振周期内各个模态图如图4所示,电源工作波形如图 3所示。电路工作特点是:开关频率fs必须低于谐振频率fr的一半,保持主回路串联谐振条件恒定不变,使整个电路工作于不连续导电模式。对于主电路中的逆变电路,采用脉冲频率调制(PFM)改变开关频率,驱动脉冲满足:在正常的导通情况下,加在逆变开关上的驱动信号应该是互补的,即当组(VD1与VD4)开管导通时,第二组开关(VD2与VD3)截止;第二组开通时,组截止。电路具体工作流程分析如下:首先假定输入的滤波电容的容量足够大,在逆变过程中其上的电压E基本保持不变,由于储能电容远大于谐振电容,可以把每一个开关周期看成是恒压源电压不断上升的过程。这样可以将图1中的电路的工作过程等效为4个工作模态,其中U0=Uco/K,Uco为负载电压,K为高频变压器的变比。以图2(a)中电流方向为正,则等效电路满足2-1和2-2式:
开通Q1、Q4,电流i正向移动,L1与C1谐振,到t1时刻i过零,U1达到值,电路进入第二模态。
模态2的等效电路如图2(b)所示,电流i反向,流过功率管Q1、Q4的体二极管VD1、VD4,且数值逐渐增大,U1逐渐减少,t2时刻关断Q1、Q4,由于此时VD1、VD4导通,故Q1、Q4属零电流关断。模态2的初始条件为i(t1)=0,U1(t1)=2E,U0(t1)大于零。其中,U0是模态1结束后负载电容C0上的电压值折算到变压器原边的数值。电路方程:
t6时刻i到零,Q2、Q3零电流关断。t7时刻VD2、VD3自然关断,模态4结束。
分析4个模态的方程,可以看出电流i峰值的变化规律, Im(1)=E/Zr, Im(3)=︱-(E+ U0)/Zr︱,与Im(1)相比,Im(3)有所增加。Im(2)=︱(U0-E)/Zr︱,Im(4)= ︱(E- U0)/Zr︱,后式中U0的值比前式的大,因此,与Im(2)相比,Im(4)有所减少。若列出下一个谐振周期的电路方程,同样有此规律。这样随着谐振次数的增加,储能电容上的电压也随之增加到设定值。
从上面的推导可以看出:
①输出电流的幅值在输入电压E和谐振参数一定时,仅与负载电容折算到原边的电压值有关,而在一个谐振周期内的电流有效值是不变的。
②固定开关导通脉冲宽度ton不变,开关频率小于或等于谐振频率的二分之一,采用脉冲频率调制(PFM)改变开关的断开时间,电路维持在电流断续的工况,从而保持谐振条件的不变。
③一个开关周期的高频变压器的原边电流有效值随着开关频率的增大而增大,从而耦合到高频变压器副边的电流也随之增大,因此实现通过调节逆变器件的驱动脉冲周期来改变负载电容的充电电流。
3.谐振参数的计算
理论计算时,可以选取上面分析的四种模态中一种,列出微分方程,然后依据每一种模态的初始条件,求解微分方程就可以得到电感和电容值。这里给出工程上的一种计算方法。
4.实验验证
图 5 电流断续工作方式的主要波形
根据设计的谐振电感和电容值,可得到系统的串联谐振频率约为50kHz,由实验结果可以得到实际电源系统的谐振频率为66.7kHz,这是由于系统中脉冲变压器和寄生电感、分布电容以及开关器件的寄生电感和电容引起的。开关频率为20 kHz,保证了开关频率始终小于谐振频率的一半,整个电路电流始终工作于不连续导电模式。
由图5所示,电流波形趋近于正弦,在调频过程中,必须控制脉冲的关断时间在电流为负的时间里才能实现零电流关断,无法实现软开通。
5.小结
(1)。结合课题本身,文中详细分析了单相全桥串联谐振软开关的工作原理以及谐振参数的计算。
(2)。通过MATLAB软件仿真,证明了此方案的可行性并优化了方案的设计。
(3)。应用串联谐振软开关技术的电源已经开发成功,并且已经有多台产品投入实际应用。
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