用于大功率便携式扬声器（如推车扬声器）的音频放大器通常使用锂离子电池，这些电池可以是单节电池，也可以是几节串联电池。设计人员通常使用升压转换器为音频放大器产生电压，因为扬声器的功耗可能超过几百瓦。
    出于成本考虑，大功率音频放大器的一种方法是在并联的主从配置中使用两个升压转换器，其中从转换器的反馈电压节点接地，其 COMP 电压节点连接到主转换器的 COMP 电压节点。由于 COMP 节点电压决定了功率电感的峰值电流，从转换器跟踪主转换器产生相同的峰值电流，从而实现两个转换器之间的负载共享。
    这种方法在峰值电流平衡方面简单且有效。然而，决定实际功率的是不同于电感峰值电流的直流电流。电感值的不匹配不可避免地导致两个转换器中的直流电流不同，即使它们的峰值电流相同。更糟糕的是，两个转换器中的峰值电流很容易偏移 20% 以上，导致固有电路参数容差导致更大的均流误差，例如：
    脉宽调制 (PWM) 控制器从 COMP 引脚到 PWM 比较器的内部偏移电压。
    电流检测电阻器以及电流检测放大器的增益（如果适用）。
    叠加在电流检测信号上的斜率补偿信号。
    其结果是功率共享不平衡，一个转换器过热，如果不采用更昂贵的热管理方案，这种情况会显着降低系统的整体可靠性。
    但是，还有其他选择。本文将讨论简单的均流方案，并提出一种化并联升压转换器之间直流均流误差的方法，包括作为概念证明的实验结果。

    均流控制方案及工作原理

    图 1显示了一种电流共享控制方案，其中附属设备被迫提供与主设备相同的负载电流。共享控制电路由：
    运算放大器(op amp) U1
    电流检测电阻 R SN1和 R SN2
    由R 1和R 3以及R 2和R 4形成的电阻分压器
    可选的感应滤波电容 C 1和 C 2
    补偿电容 C 3以稳定共享控制回路
    共享控制电阻R 5
    图 1在这种均流控制方案中，附属设备被迫提供与主设备相同的负载电流。资料
    假设 U1 是一个理想的运算放大器，R SN1 = R SN2，R 1 = R 2和 R 3 = R 4。如果 I O2变得大于 I O1（U1 的输出电压），V C将增加。因此，F B2电压将升高，降低 V O2和 I O2直到 I O2 = I O1。同样，如果 I O2变得小于 I O1，电路将迫使 V O2和 I O2增加以达到 I O2 = IO1。简而言之，I O2将跟踪 I O1以实现平衡均流。
    在稳定状态下，直流电流 I O1、 I O2和 I OUT满足公式 1：
    分析电流平衡误差
    实际上，没有任何电路参数是完美的。两个因素给图 1 所示的电路引入了均流误差：R SN1、R SN2、R 1、R 2、R 3和 R 4的电阻值容差，以及 U1 的输入失调电压和偏置电流.

    为了限度地减少电流平衡误差，在所有六个位置使用E96系列中的电阻器（具有 0.1% 的容差）会将它们对均流误差的影响限制在 0.6% 以下。

    图 2这是 U1 的等效电路。资料：德州仪器
    我们来分析一下U1引起的错误。假设U1的输入失调电压为V OS，失调电流为I OS，R SN1 = R SN2，R 1 = R 2和R 3 = R 4。经过简单的电路分析后，您可以看到由 V OS和 I OS引起的均分误差，如公式 2 所示。
    I O = |I O1 – I O2 | = 1/R SN1 (R 1 +R 3 )/R 3 × V OS + R 1 × I OS ) (2)
    等式 2 表明：
    具有更高 V OS和 I OS 的运算放大器会产生更大的误差。
    较高的 R SN1和 R SN2值有助于减少误差。
    电阻分压器的较高电压阶跃比会导致与 V 相关的较大误差。
    如果 R 1 = R 2 = 0 Ω，则消除了I OS引起的错误。
    然而，在选择这些设备时还有其他限制。具有超低 V OS和 I OS 的运算放大器通常很昂贵。大电流检测电阻不仅会导致高功耗，而且成本也会更高。因此，更具成本效益的方法是优化电阻分压器的选择。
    优化电阻分压器选择

    电阻分压器的降压比应尽可能小。在的情况下，U1 应该是一个运算放大器，可以将转换器的输出电压作为偏置电源电压。这是因为您随后可以移除每个分压器的底部电阻器，如图3所示。由于 U1 的两个输入引脚处的高阻抗，每个分压器顶部电阻器上的压降可以忽略不计，从而使 U1 的两个输入能够直接感测电流差。直接感测化感测误差和共享误差。它还消除了电阻分压器中的静态功耗。

    图 3均流方案显示了 V OUT何时可以直接为 U 1供电。资料
    如果不衰减，输出电压轨上的开关纹波可能会影响 U1 的性能。使用C 1和C 2 与R 1和R 2形成低通滤波器将降低U1 输入端的纹波电压。因此，R 1和 R 2不得为 0 Ω。在选择 R 1和 R 2以及 C 1和 C 2的值时，您必须做出权衡，这样您才能以的成本实现所需的纹波衰减。
    并联升压转换器的电流共享
    对于某些升压转换器应用，V OUT可能超过 U1 的电源电压额定值。因此，U1 的偏置电源必须具有较低的电压，例如转换器的偏置电源电压 V CC。在这种情况下，您必须使用图 1 中的 R 3和 R 4来将 V 1和 V 2保持在 U1 的偏置电源电压之下。这样做的缺点是电阻分压器中的共享误差和相关功率耗散增加。

    为了提高并联升压转换器的性能，图 4说明了一种改进的均流控制方案。电流检测元件放置在输入侧。工作原理与图 1 类似，只是该方案实现了两个转换器输入电流的均摊平衡。

    图 4升压转换器电流共享方案使用并行设置提供更好的性能。资料
    同样，假设 U1 是理想运算放大器，R SN1 = R SN2，R 1 = R 2和 R 3 = R 4，则输入电流 I IN、I i1和 I i2满足方程式 3。
    选择 E96 系列的所有六个电阻器（0.1% 容差）可以将它们对共享误差的影响限制在 <0.6%。U1的失调电压和电流的影响与前面分析的相同；即，等式 4 计算共享误差如下：
    ?I IN = |I i1 – I i2 | = 1/R SN1 (R 1 + R 3 )/R 3 × V OS + R 1 × I OS ) (4)
    由于升压转换器的输入电压低于 V OUT，因此可以降低所需的电阻分压器的降压比以获得更小的共享误差。如果升压输入电压小于 U1 的偏置电源电压额定值，U1 可以直接将输入电压 V IN作为其偏置电源，并且可以移除 R 3和 R 4以获得与前面讨论的相同的优势。
    实验结果
    为了证明这个概念，让我们在共享控制电路旁边使用两个LM5155升压控制器评估模块，如图 4 所示。由于转换器的输入电压为 18 V，为 U1 选择 LM8261 运算放大器可以直接将V IN作为偏置电源，从而消除了 R 3和 R 4。其他选择是：
    R SN1 = R SN2 = 10mΩ
    R 1 = R 2 = 499 Ω
    C 1 = C 2 = 1 微法
    C 3 = 100纳法
    R 5 = 50 千欧
    根据 LM8261 数据表，U 1的 V OS为 7 mV， I OS为 400 nA。因此，由 U1 引起的坏情况下的共享误差为 0.72 A，如公式 4 所示：
    ΔIIN ≤ 1/ 10mΩ ( 7mV + 499Ω × 400nA) = 720mA
    图 5和图 6显示了两个典型的实验结果。主转换器和辅助转换器之间的输入均流误差小于 120 mA，远小于坏情况下的 720 mA 误差。
    图5显示了在 V IN = 8 V 和 98 W 负载下输入电流共享的结果。资料
    图 6显示了在 V IN = 8 V 和 72 W 负载下输入均流的结果。资料
    所提出的概念还应用于典型手推车扬声器的9-16 V输入至 50 V输出、300 W 电源的参考设计，该电源在主配置和辅助配置中由两个 150 W LM5155 升压转换器组成。
    由于升压转换器的输入电压通常低于输出电压，因此将感测控制电路置于输入侧有助于减少均流误差。本文提出的方案可能是一种用于拉杆箱喇叭的高升压比升压变换器的解决方案。在此类应用中，输入通常是 12V 电池，输出电压大于 40V，需要并联升压转换器支持超过 300W 的高保真音频放大器，例如 TPA3221。通过这种方案，并联转换器可以实现相当平衡的功率共享。