在当今电子技术飞速发展的时代，电路的工作特性发生了显著变化，工作电压越来越低、电流越来越大。这种变化虽然有利于降低电路的整体功率消耗，但也给电源设计带来了新的挑战。其中，传统二极管整流问题在低电压、大电流输出的情况下变得尤为突出。
开关电源的损耗主要由功率开关管的损耗、高频变压器的损耗以及输出端整流管的损耗三部分组成。在低电压、大电流输出的场景下，整流二极管的导通压降较高，使得输出端整流管的损耗占据了较大比重。例如，快恢复二极管（FRD）或超快恢复二极管（SRD）的导通压降可达 1.0 - 1.2V，即使采用低压降的肖特基二极管（SBD），也会产生大约 0.6V 的压降。这就导致整流损耗增大，电源效率降低。
以采用 3.3V 甚至 1.8V 或 1.5V 的供电电压，且消耗电流可达 20A 的情况为例，此时超快恢复二极管的整流损耗已接近甚至超过电源输出功率的 50％。即便采用肖特基二极管，整流管上的损耗也会达到（18％ - 40％）PO，占电源总损耗的 60％以上。因此，传统的二极管整流电路已难以满足低电压、大电流开关电源对高效率及小体积的需求，成为制约 DC／DC 变换器提高效率的瓶颈。
在电源转换领域，输出直流电压不高的隔离式转换器通常使用 MOSFET 作为整流器件。由于这些器件的导通损耗较小，能够有效提高效率，因此应用越来越广泛。为了使这种电路正常工作，必须对同步整流器（SR）进行有效控制，这是基本要求。同步整流器用于取代二极管，所以需要选择合适的方法，按照二极管的工作规律来驱动同步整流器。驱动信号通常由 PWM 控制信号形成，而 PWM 控制信号决定着开关型电路的不同状态。
同步整流技术采用低导通电阻的功率 MOS 管代替开关变换器快恢复二极管，起到整流管的作用，从而降低整流损耗，提高效率。虽然变换器的主开关管也常采用功率 MOS 管，但二者存在一些差异。功率 MOS 管是双向导电器件，由于工作原理不同，其在其他方面也有所不同。例如，作为主开关的 MOS 管通常为硬开关，要求开关速度快以减小开关损耗；而作为整流 / 续流用的同步 MOS 管，则要求具有低导通电阻、体二极管反向恢复电荷小、栅极电阻小和开关特性好等特点。因此，尽管都是 MOS 管，但它们的工作特性和损耗机理不同，对性能参数的要求也不一样，正确认识这一点对于选用 MOS 管非常重要。
同步整流是采用通态电阻极低的专用功率 MOSFET 来取代整流二极管，以降低整流损耗的新技术。它能大大提高 DC／DC 变换器的效率，并且不存在由肖特基势垒电压造成的死区电压。功率 MOSFET 属于电压控制型器件，导通时的伏安特性呈线性关系。用功率 MOSFET 做整流器时，要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，因此被称为同步整流。
传统的同步整流方案大多是 PWM 型同步整流，主开关与同步整流开关的驱动信号之间需要设置一定的死区时间，以避免交叉导通。然而，这也导致同步整流 MOS 管存在体二极管导通和反向恢复等问题，从而降低了同步整流电路的性能。
在反激同步整流设计中，有多种不同的电路结构和驱动方式。例如基本的反激电路结构，以及由 NMOSFET 和 PMOSFET 构成的反激同步整流自驱动电路结构等。
同步整流管的驱动方式主要有以下三种：
- 外加驱动控制电路：优点是驱动波形的质量高，调试方便；缺点是电路复杂，成本高，在追求小型化和低成本的当下，基本只有研究价值，应用价值不大。简单的外驱电路中，R1D1 用于调整死区，该电路的驱动能力较小，适用于同步整流管的 Ciss 较小时。在其基础上增加副边推挽驱动电路的结构，可以驱动 Ciss 较大的 MOSFET。当输出电压低于 5V 时，需要增加驱动电路供电电源。
- 自驱动同步整流：直接由变压器副边绕组驱动或在主变压器上加独立驱动绕组，具有电路简单、成本低和自适应驱动的优势，在商业化产品中广泛应用。不过，电路调试的柔性较少，在宽输入低压范围时，有些波形需要附加限幅整形电路才能满足驱动要求。由于 Vgs 的正向驱动都正比于输出电压，调节驱动绕组的匝数可以确定比例系数，且输出电压稳定，所以驱动电压也较稳定。但负向电压可能会超标，需要在设计变压器变比时考虑驱动负压幅度。
- 半自驱：其驱动波形的上升或下降沿，一个由主变压器提供的信号，另一个由独立的外驱动电路提供的信号。针对自驱的负压问题，采用单独的放电回路，提供同步整流管的关断信号，避开了自驱动负压放电的电压超标问题。
