在本系列文章的部分中，[1]我们介绍了电动车快速充电器的主要系统要求，概述了这种充电器开发过程的关键级，并了解到安森美(onsemi)的应用工程师团队正在开发所述的充电器。现在，在第二部分中，我们将更深入研究设计的要点，并介绍更多细节。特别是，我们将回顾可能的拓扑结构，探讨其优点和权衡，并了解系统的骨干，包括一个半桥SiC MOSFET模块。

    正如我们所了解的，电动车快速充电器通常含一个三相有源整流前端处理来自电网的AC-DC转换并应用功率因数校正(PFC)，后接一个DC-DC级提供隔离并使输出电压适应电动车电池的需要(图1)。

    图1. 一个含多个功率级的大功率快速直流充电器(左)。

    电动车快速直流充电系统的架构(右)。

    鉴于所提出的具挑战的要求和当前的市场趋势，系统工程团队考虑了几个替代方案来实现这两个转换级。，结论是在AC-DC级利用6开关有源整流器，在依赖移相调制的DC-DC级利用双有源桥(DAB)。这两种架构都支持双向功能，并有助受益于1200-V SiC模块技术，1200-V SiC模块技术是快速和超快直流充电器的基石。接下来，我们将深入研究这两个主要的功率级。

    有源整流升压级(PFC)

    3相6开关有源整流级有助于实现0.99的功率因数和低于7%的总谐波失真，这些都是商用直流充电器系统的常见要求。与T-NPC或I-NPC等3级PFC拓扑结构相比，它提供了一个高效的双向方案，而且元件数量少。总的来说，这种两级架构在实现系统要求的同时，也带来了更胜一筹的性价比。[2]

    直流链路将在800 V的高电压下运行，以减少峰值电流，从而化能效和功率密度(图2)。为此，两级架构需要1200 V的VBD功率开关。

    系统的开关频率被设定为70 kHz，以保持二次谐波低于150 kHz，这使传导辐射得到控制，并促进符合EN 55011 A类(欧盟)和FCC Part 15 A类(美国)规范(适用于连接到交流电网的系统)。其中，这些规范对注入电网的传导辐射程度设定了限值。这种方法简化了EMI滤波器的复杂性，使现成的方案成为适用的理想方案，从而达到本项目的目的。

    图2. 三相6开关拓扑结构，带有功率因数校正(PFC)

    的有源整流级，也被称为PFC级。

    双有源全桥(DC-DC)

    DAB的DC-DC级将含两个全桥、一个25千瓦的隔离变压器和一个初级侧的外部漏电感，以实现零电压开关(ZVS)(图3)。在单变压器结构中实现该转换器有利于双向运行。此外，具有单变压器的转换器的对称性有助于化功率开关的ZVS的工作范围，从而实现高能效。

    这解决了该项目面临的一个重大挑战，化宽输出电压范围(200 V至1000 V)的能效，使DC-DC的峰值目标能效达98%。该转换器的工作频率为100 kHz，这是个折衷方案，以将开关损耗以及将磁性元件的磁芯和交流损耗保持在合理的水平。

    此外，该系统将在变压器上运行磁通平衡控制，这种技术省去了在DAB移相结构中与变压器一起工作所需的笨重的串联电容器。在这快速充电器转换器中，给定50 A的高均方根(RMS)工作电流、几百伏的必要额定电压和十分之几微法的估计电容值，这种电容将在严格的要求下运行。以目前的现有技术，所有这些要求将导致一个大尺寸的电容器。因此，磁通平衡控制策略有助于减小系统的尺寸、重量和成本。

    总的来说，DAB DC-DC转换器为电动车快速充电器提供了一个全方位考虑的方案，它正在成为这新的快速充电器市场的一个典型方案。这种拓扑结构可以利用移相调制，在宽输出电压范围提供高功率和能效。此外，开发人员可充分利用他们对传统全桥移相ZVS转换器的专知，因为这两种系统之间有相似之处。

    另一种方案是CLLC谐振转换器，这是一种频率调制拓扑结构，在有限的输出电压范围内运行时，通常提供的转换器峰值能效。这种转换器是对LLC的改版，允许双向工作。然而，控制、优化和调整CLLC以实现双向功能，并在较宽的输出电压范围实现高输出功率可能会变得很麻烦，需要结合频率调制和脉冲宽度调制。

    图3. 双有源桥(DAB)DC-DC级。该系统含有两个

    全桥，中间有一个隔离变压器。

    工作电压和功率模块

    AC-DC和DC-DC级之间的直流链路将在高压(800 V)下运行，以减少电流值，从而化能效和功率密度。输出电压将在200 V至1000 V之间摆动(如前所述)。由于转换器是基于两级拓扑结构，因此需要1200-V的击穿电压开关才能在这样的电压水平上运行。

    NXH010P120MNF1半桥SiC模块(图4)含1200 V、10 mΩ SiC MOSFET，是PFC级和DC-DC转换器的骨干。该模块具有超低RDS(ON)，大大降低了导通损耗，且化的寄生电感降低开关损耗(与分立替代器件相比)。

    图4. NXH010P120MNF1 SiC模块采用2-PACK

    半桥拓扑结构和1200-V、10-mΩ SiC MOSFET，

    用于实现AC-DC和DC-DC转换器。

    功率模块封装的卓越导热性提高了功率密度(相对于分立SiC器件)，减少了冷却需求，并实现了小占位和强固的方案。SiC模块成为一个重要元素，可在紧凑型和轻型系统的AC-DC和DC-DC级中分别实现>98%的能效。

    此外，模块赋能磁性元件缩减尺寸，适用于更高开关频率，而减少的冷却基础架构要求有利于降低整个系统的每瓦成本。在25千瓦的电动车直流充电桩功率级中，在SiC模块上使用基于风扇的主动冷却，应足以有效地减少系统中的损耗。电容器和磁性元件的选择旨在限度地减少其冷却要求，同时满足技术规范。

    控制模式和策略

    数字控制将运行系统，依靠强大的通用控制板(UCB)，[3]它采用Zynq-7000 SoC FPGA和基于ARM的芯片。这样一个多功能的控制单元有助于测试和轻松运行数字领域的多种控制方法——如单相移位、扩相移位和双相移位，以及DAB变压器上的磁通平衡——并处理所有板载和外部通信。将使用两个UCB单元，一个用于PFC级，另一个用于DC-DC。

    驱动器

    门极驱动器对整个系统的性能和能效也至关重要。为了充分利用SiC技术，必须高效地驱动SiC MOSFET并确保快速转换。与硅基器件不同，SiC MOSFET通常工作在线性区域(而不是饱和状态)。在选择适当的VGS时需要考虑的一个重要方面是，与硅基器件不同，当VGS增加时，即使在相对较高的电压下，SiC MOSFET也仍会表现出RDS(ON)的显著改善。[4]

    为了确保的RDS(ON)，并大大减少导通损耗，建议导通时使用+20 V的VGS。对于关断，建议使用-5 V，这样可以减少“关断”过渡期间的损耗，并提高鲁棒性，防止意外导通。

    此外，高驱动电流是必要的，以实现适合SiC MOSFET的高dV/dt，这也有助于化开关损耗。考虑到这一点，PFC和dc-dc级选用NCD57000 5-kV电隔离大电流驱动器。

    该单通道芯片确保了快速开关转换，源/汲电流+4-A和-6-A，并耐用，显示出高共模瞬态抗扰度(CMTI)。由于采用了分立式输出，导通和关断的门极电阻是独立的(图5)，允许单独优化导通和关断的dV/dt值并减少损耗。

    图5. 带有DESAT保护和分立输出的隔离

    门极驱动器的简化应用原理图。

    此外，片上的DESAT功能对于确保SiC晶体管所需的快速过流保护非常有利，其特点是短路耐受时间比IGBT更短。下桥驱动系统将复制上桥驱动系统，这是用于快速开关系统的高功率应用中经验证的好的做法。

    隔离和电路的对称性(上桥和下桥)有助于防止来自不同来源的问题(EMI、噪声、瞬态等)，从而实现一个更强固的系统。+20-V和-5-V隔离偏置电源将由SECO-LVDCDC3064-SiC-GEVB提供，具有工业标准的引脚布局。

    关键物料单

    表1概述了将用于设计的关键半导体元件和功能块。

    表1. 25-kW电动车直流充电桩中采用的关键半导体元器件

    整合一切

    图6显示了上面介绍的所有系统器件如何在实际设计中组合在一起以提供一个完整的方案。图7让您很好地了解实际硬件的外观。

    PFC级位于DC-DC级的顶部，形成了一个紧凑而全面的结构。这些模块的整体尺寸加起来为380×345×(200至270)毫米(长×宽×高)，高度随封装的电感器件而异。终，这些25千瓦的单元可以堆叠在一起，在一个超快速的电动车直流充电桩中实现更高的功率水平。

    后续部分简介

    在本系列文章的后续部分，我们将进一步详细讨论三相PFC级和DAB移相转换器的开发，包括仿真和其他系统考量。将展示测试结果。

    图6. 25 kW电动车直流充电桩的框图

    图7. 实际PFC(左)和dc-dc(右)级的3D模型。

    SiC模块位于每个散热器下面。在这些模型中，

    可以看到门极驱动电源、通用控制器板(UCB)和

    无源块。这些组件的其他视图可以在以下

    在线视频中看到。